Multiplikationseinheit mit kapazitiven Elementen und Verfahren zu dessen Ansteuerung

Die Erfindung betrifft eine Anordnung einer pulsweiten gesteuerten Vektor-Matrix mit einer Multiplikationseinheit nach dem Oberbegriff des Anspruches 1.

Die Erfindung betrifft auch ein Verfahren zur Ansteuerung einer Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 9

In den letzten Jahren, gab es ein zunehmendes Interesse analoge Vektor-Matrix-Multiplikationen durchzuführen mittels Speicherzellen, welche einen Multiplikanden darstellen. Die Speicherzellen sind hierbei in Matrixform angeordnet und stellen die Koeffizienten dar und die Eingangswerte werden an die horizontalen Leitungen angelegt, welche die Wortleitungen sind. Die Akkumulationsoperation erfolgt meist unter Ausnutzung des Kirchhof f sehen Gesetzes, indem die Ausgangsströme der Speicherzellen sich auf summieren .

Anwendungen solcher Anordnungen sind vor allem in der Berechnung von künstlichen neuronalen Netzen oder dem Lösen von Differentialgleichungen.

Eine Möglichkeit ist die Nutzung von nicht-volatilen Speichern, wie z.B. resistiven Speichern (e.g. lelmini et al. : „In-memory computing with resistive switching devices". Nature Electronics, 2018) . Hierbei wird die Multiplikation mit Hilfe des Ohmschen Gesetzes durchgeführt, indem beispielsweise eine Spannung an die Wortleitungen der Matrix angelegt wird und die summierten Ströme aus der Bitleitung der Matrix gemessen werden .

Die Vektor-Matrix Multiplikation wird mit diesem Ansatz im analogen durchgeführt und es ist eine Konvertierung von digitalen Daten in analoge Eingangssignale für die Wortleitungen und eine Konvertierung von analogen Ausgangssignale in digitale Daten an den Bitleitungen notwendig, damit die Multiplikationseinheit mit konventioneller digitaler Prozessierung kombiniert werden kann .

In Patent EP3523805B1 und Publikation Demasius et al . : „Energy-ef ficient memcapacitor devices for neuromorphic computing" . Nature Electronics , 2021 wurden neben den gerade erwähnten resistiven nichtvolatilen Speichern auch kapazitive nicht-volatile Speicher vorgestellt . Diese beruhen darauf , dass die Kapazität eines Kondensators frei eingestellt werden kann und die Kapazität nicht volatil gespeichert werden kann . Kapazitive Bauelemente haben gegenüber resistiven Bauelementen den Vorteil , dass diese kaum einen statischen Stromverbrauch besitzen und ein besseres Signal-Rausch-Verhältnis haben . Somit kann bei selber Signalqualität im Vergleich zum resistiven eine geringere Auslesespannung genutzt werden, was auch mit einem geringeren dynamischen Energieverbrauch einhergeht .

Für die hierzu notwendigen Digital-Analog und Analog-Digital (ADCs ) Wandler gibt es verschiedene Optionen : Parallele Umsetzer, Sukzessive-Approximations-Register ( SAR) - ADCs oder integrierende Umsetzer . In analogen Vektor-Matrix Multipli zieren wird am häufigsten ein paralleler Umsetzer oder ein SAR ADC verwendet ( Caselli et al . : „Memory Devices and A/D Interfaces : Design Tradeof fs in Mixed-Signal Accelerators for Machine Learning Applications" . IEEE , 2022 ) . Der parallele Umsetzer hat seinen Vorteil , wenn eine hohe Geschwindigkeit erfordert wird und der SAR ADC ist vorteilhaft , wenn Energieef fi zienz im Vordergrund steht . Beide ADC typen haben j edoch den Nachteil , dass ein hoher Platzverbrauch nötig ist und im Falle von SAR ADC eine kompli zierte digitale Kontroll-Logik . Für Matri zen mit analogen Speicherbauelementen sind die Bitleitungen j edoch recht dicht aneinandergereiht und um einen Vorteil gegenüber digitalen Schaltungen zu ermöglichen, ist es von Vorteil , wenn die an den Bitleitungen angeschlossenen ADC ebenfalls eine kompakte Bauweise haben . Dies ist vor allem wichtig vor dem Hintergrund, dass Design Regeln beim Design von integrierten Schaltkreisen eingehalten werden müssen ( z . B . minimale Abstände von Transistoren und Metallleitungen) und diese Design Regeln werden bei einer dichten Aneinanderreihung schwieriger einzuhalten sein, j e komplexer und größer die ADC Schaltung ist .

In der US 11409045 B2 wird ein Rampen ADC im Zusammenhang mit resistiven Bauelementen benutzt . Hierbei wird der Ausgangstrom der Bitleitung auf integriert US 11409045 B2 oder mit einem invertierenden Verstärker US 2021271732 Al in eine Spannung konvertiert . Diese Spannung wird anschließend mit einem Rampensignal verglichen und mit einem analogen Komparator in eine Pulslänge umgewandelt . Die Pulslänge wird mit einem Zählwerk in ein binäres Signal umgewandelt .

ADCs nach dem Zweirampenverfahren haben eine

Integrationsphase , bei der der Strom von der Bitleitung auf integriert ( erste Phase ) wird und anschließend eine Deintegrationsphase ( zweite Phase ) , bei der der Ladungs zustand des Integrators gelöscht wird . Der Zeitraum bis der Integrator wieder zu der Ursprungsspannung zurückkehrt wird in eine Pulslänge mit einem Komparator umgewandelt und wieder gezählt . Eine Beispielhafte Aus führung mit Stromquellen für resistive nicht- flüchtige Speicher befindet sich in der Anmeldung US2020234111A1 . Bei zweirampen ADC besteht der Vorteil im Vergleich zu einrampen ADC, dass sich die Integrationskapazität herauskürzt und eine deutlich geringere Alterungs- und Temperaturabhängigkeit besteht . Diese Anmeldung erklärt j edoch nicht die Nutzung von kapazitiven nicht flüchtigen Speichern, welche den Vorteil eines deutlich verringerten Energieverbrauches haben, da diese nicht mehr in Form einer Stromquelle benutzt werden können .

In der Veröf fentlichung Luo et al . : „Design and Optimi zation of Non-Volatile Capacitive Crossbar Array for In-Memory Computing" . IEEE Transactions on Circuits and Systems , 2022 wurde die Verwendung eines programmierbaren kapazitiven nicht flüchtigen Speichers veröf fentlicht , welcher akkumulierte Ladungen mit einem Operationsverstärker integriert . Die Veröf fentlichung enthält auch ein Array von Referenzkondensatoren, welche j edoch dazu dienen, das Problem mit einem limitierenden dynamischen ( on/of f ) Verhältnis zu lösen . Ein Zweirampen ADC mit einer Integrations- und einer Entladungsphase wurde in der Veröf fentlichung nicht erwähnt .

In Anmeldung US 20220027130 Al wurde eine Anordnung veröf fentlicht , welche einen Integrator an den Bitleitungen besitzt , und Kapazitäten zur Darstellung der Gewichtsmatrix enthält . Auch können die Eingangswerte als Pulsweite kodiert an die Wortleitungen angelegt werden, wobei entweder konstante Spannungspulse oder Strompulse angenommen werden . Auch wurde damit eine Verwendung einer Integrations- und einer Entladungsphase veröf fentlicht . Beide Phasen beruhen entweder auf konstante Spannungen, welche an einem Leitwert angelegt werden, oder auf Stromquellen, wobei bei der Entladephase ein Referenzleitwert oder eine Referenzstromquelle verwendet wird .

Die genannte US 20220027130 Al erwähnt keine Umwandlung der Eingangspulsweite in einen variablen Spannungswert ( es wird ausschließlich ein Digital- zu-Zeit Umwandler erwähnt ) und auch keine kapazitiven nicht flüchtigen Speicher, welche auf einen analogen Kapazitätswert programmiert werden können . Stattdessen werden konstante Referenzkondensatoren mit Schaltern parallel geschalten, sodass verschiedene Gewichts zustände erzielt werden können . Nachteil dieser Anordnung ist der große Platzverbrauch zur Darstellung von vielen Zuständen, sowie , dass j ede Speicherzelle aus mindestens einem Kondensator und einem Schalter besteht . Auch erfolgt in dem Patent die Integration mit den kapazitiven Gewichten über eine Anzahl an Pulsen, welches einen hohen Energieverbrauch impli ziert . Die vorgeschlagene Integration und Entladung mittels Stromquellen oder Leitwerten impli ziert ebenfalls einen hohen Energieverbrauch .

In dieser Druckschri ft wird der nächstliegende Stand der Technik gesehen . Der analoge Komparator bei Rampen ADC, kann beispielsweise eine weitere OPV Schaltung oder ein di f ferentieller Verstärker sein, wie in Anmeldung US 2020234111 Al geschildert . Diese hat j edoch den Nachteil , dass ein statischer Stromverbrauch nötig ist , und dieser ADC Typ keinen Energieef fi zienzvorteil mehr besitzt . Eine andere Option wäre ein dynamischer Latch basierter Komparator, der j edoch bei einem z . B . einem 8 Bit Wert 256 mal schalten muss , was einen hohen dynamischen Energieverbrauch bedeutet . In der Publikation Jendernalik et al . : „An Ultra-Low-Energy Analog Comparator for A/D Converters in CMOS Image Sensors" . Circuits Syst Signal Process , 2017 wurde ein energieef fi zienter Komparator für Bildsensoren vorgestellt , welcher nur einen dynamischen Stromverbrauch zum Umschaltzeitpunkt besitzt . Hierzu wird ein Eingangstransistor benutzt , welcher abhängig von der Gate- Source Spannungsdi f ferenz einen Entladestrom für eine vorauf geladene Kapazität erzeugt und ein damit verbundener Ausgangstransistor umschaltet , sobald die Schwellspannung des Eingangstransistors überschritten wurde . Der Nachteil dieses Komparators ist die hohe Streuung der Eigenschaften des Eingangstransistors , in Abhängigkeit von Temperatur und Fertigungsbedingungen .

Aufgabe dieser Erfindung war es deswegen eine Architektur für eine analoge Vektor-Matrix-Multiplikationseinheit zu entwickeln, welche kapazitive nichtvolatile Speicherelemente verwendet und der Zweirampen ADC für diesen Zweck angepasst wird, sowie die Energieef fi zienz mit einem verbesserten analogen Komparator von dem Zweirampen Verfahren gesteigert wird . Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe dadurch gelöst , dass die Netzwerk-Gewichte aus programmierbaren nicht flüchtig einstellbaren Kondensatoren bestehen, ein weiterer Zeit- zu- Spannungsumwandler zwischen dem digital- zu-Zeit Umwandler angeordnet ist und ein die Entladungsphase mit einer Referenzspannungsrampe realisierender Referenzkondensator vorgesehen ist .

Dabei bestehen die nicht flüchtigen Speicherbauelemente aus einstellbaren Kondensatoren und der Eingangsblock enthält Schalter, welche einen Spannungsrampengenerator mit den Wortleitungen verbinden, wobei der Schalter von der Eingangspulslänge steuerbar gestaltet ist und der Verstärker im Ausgangsblock mit rückgekoppelter Kapazität , als nichtinvertierender Verstärker zusammen mit den einstellbaren Kondensatoren der Matrix fungiert und die Kapazitäten der einstellbaren Kondensatoren aufsummiert werden, wobei die Ausgangsspannung des Verstärkers durch das Kapazitätsverhältnis bestimmt ist , und die Referenz für eine zweite Phase , welche mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers verbunden ist , aus einem Referenzkondensator mit einem angeschlossenen umgekehrten Spannungsrampengenerator besteht .

Das heißt die einstellbaren Kondensatoren ( C _m ) sind parallel an den nicht-invertierenden Eingang des Verstärkers angeschlossen und die einstellbaren Kondensatoren bilden die Elemente der Matrix . Die einstellbaren Kondensatoren sind über die Wortleitungen mit Spannungsrampengeneratoren verbunden, welche durch die Eingangspulse gesteuert werden, sodass die Spannungsrampen eine unterschiedliche Länge haben an den einstellbaren Kondensatoren . Die Ausgangsspannung an den invertierenden Verstärkern wird damit über die

Eingangsrampenspannung (V _ramp ) und dem

Integrationskondensator ( _nt ) wie folgt determiniert :

In einer zweiten Phase wird nach der ersten Eingangsrampe eine umgekehrte Rampe über einen Referenzkondensator die vorher generierte Ausgangsspannung wieder abgebaut mittels :

Die Dauer dieser zweiten Phase wird mit einem Komparator bestimmt und entspricht der Ausgangspulslänge .

In einer weiteren günstigen Aus führungs form besteht die Matrix aus di f ferentiellen Elementen, mit j eweils positivem und negativem einstellbarem Kondensator, und die positiven und negativen einstellbaren Kondensatoren sind an eine gemeinsame Bitleitung verbunden und haben j eweils eine Wortleitung, welche im Eingangsblock j eweils einen Schalter haben, welche mit umgekehrten Spannungsrampen verbindend gestaltet sind und von derselben Eingangspulslänge steuerbar gestaltet sind .

Somit sind die Gewichte eines neuronalen Netzes in positive und negative Werte aufgespalten mit j eweils einer getrennten Wortleitung und es werden j eweils umgekehrte Spannungsrampen angeschlossen, sodass die Subtraktion in der Matrix bereits erfolgt , was ein Vorteil im Vergleich zum Stand der Technik ist , bei dem üblicherweise Di f ferenzverstärker an zwei getrennten Bitleitung verwendet werden . In Formeln ausgedrückt heißt dies für die Ausgangsspannung des

Verstärkers für die positive ( V _ra mp,+ ') und negative ( V _ramp> _ ) Spannungsrampe , sowie den positiven ( C _m , ₊ ) und negativen ( C _m _ ) einstellbaren Kondensatoren :

In einer Aus führungs form sind die umgekehrten Spannungsrampen an einem oder mehreren weiteren Schalter angeschlossen sind, welcher so gestaltet sind, dass die umgekehrten Spannungsrampen vertauscht werden können, wenn ein anderes Vorzeichen der Eingangspulslänge vorliegt .

Auf diese Weise kann beispielsweise sowohl die negative als auch positive Spannungsrampe mit dem positiven einstellbaren Kondensator verbunden sein oder umgekehrt mit dem negativen einstellbaren Kondensator . Hiermit wird zusammen mit den positiven und negativen einstellbaren Kondensatoren eine Vier-Quadranten Multiplikation in der Matrix ermöglicht .

In einer weiteren Aus führungs form, wird ein weiterer Versatzkondensator an den invertierenden Eingang des Verstärkers angeschlossen, welche mit einer weiteren Spannungsrampe verbindend gestaltet ist , sodass ein Versatz der Ausgangsspannung des Verstärkers erzielt wird .

Zweck dieser Anordnung ist , dass der Verstärker immer einen begrenzten Spannungsbereich hat und wenn dieser im unteren Spannungsbereich anfängt in Phase 1 , würde dieser nicht in der Lage sein einen negativen Spannungsbereich abzudecken . Hierzu wird ein weiterer Versatzkondensator mit einer Spannungsrampe an den Eingang des Verstärkers angeschlossen . Hiermit wird eine Verschiebung der Anfangsausgangsspannung erreicht , sodass auch negative Spannungsbereiche abgedeckt werden können .

In einer weiteren Aus führungs form, wird der eine Komparatoreingang mit einem Kondensator verbunden, welcher weiterhin über einen Schalter mit einem Spannungsrampengenerator verbunden ist , wobei der Schalter von dem Komparatorausgang steuernd gestaltet ist , und der andere Komparatoreingang mit dem Ausgang des Verstärkers verbunden ist .

Ein typischer Komparator hat eine Of fsetspannung und zudem hat der Verstärker typischerweise auch eine Of fsetspannung, welche von der gewählten Verstärkertopologie abhängt . Diese kann mit der Temperatur aber auch über den Fabrikationsprozess hinweg schwanken . Vor allem bei der hier gewählten Komparatorstruktur (nächste Aus führungs form) wird die Schwellspannung des Eingangstransistors erheblich variieren . Eine Variation der Of fsetspannungen würde zu einer veränderten Ausgangspulsweite des Komparators führen, da dieser zu unterschiedlichen Zeitpunkten schaltet . Mit dieser Aus führungs form wird eine Anordnung beschrieben, welche die Of fsetspannung des Komparators und des Verstärkers auf einen Kondensator abtastet mittels einer angeschlossenen Spannungsrampe , sodass diese heraussubtrahiert wird .

In einer weiteren günstigen Aus führungs form besteht der Komparator aus einem Eingangstransistor , bei dem ein Eingang des Komparators mit dem Source Anschluss verbunden ist und der andere Eingang des Komparators mit dem Gate Anschluss des Eingangstransistors verbunden ist und der Drain Anschluss des Eingangstransistors mit einem Kondensator, welcher optional auch eine parasitäre Kapazität eines Transistors sein kann, und einem Gateanschluss eines weiteren Ausgangstransistors verbunden ist , wobei der Kondensator und der Ausgang des Ausgangstransistors so gestaltet sind, dass diese vorgeladen werden können, vor einer Komparationsphase .

Letztlich besteht der Komparator aus einem Eingangstransistor , der einen Entladestrom generiert , welcher von der Di f ferenzspannung der beiden Eingänge ( Gate und Source Anschluss ) abhängt . Dieser Entladestrom entlädt eine Kapazität , die an den Gateanschluss eines Ausgangstransistors angeschlossen ist , und ab einem bestimmten Punkt schaltet der Ausgangstransistor um, was dem Ende der Ausgangspulslänge entspricht . Dieser Zeitpunkt ist in etwa dann erreicht , wenn die Di f ferenzspannung ( VG _S ) am Eingang die Schwellspannung (V _T ) überschreitet :

Der Vorteil dieses Komparators ist , dass nur ein dynamischer Energieverbrauch einmalig beim Umschaltzeitpunkt besteht . Dies unterscheidet den Komparator im Vergleich zu anderen dynamischen Komparatoren . Allerdings wird die Schwellspannung einer hohen Variation ausgesetzt sein, welche durch die vorherige Aus führungs form gelöst werden kann .

In einer weiteren Aus führungs form ist ein Zählwerk mit dem Ausgang des Komparators verbunden . Hiermit wird die Ausgangspulslänge in eine Binärzahl umgewandelt .

In einer weiteren Aus führungs form wird der Ausgang des Komparators mit einer Umset zungstabelle verbunden, welche mit einem Taktgenerator steuernd gestaltet ist . Der Vorteil dieser Anordnung ist , dass im Vergleich zu einem binären Zählwerk, beliebige Zahlen in die Umset zungstabelle geschrieben werden können und somit eventuelle nicht Linearitäten ausgeglichen werden können . Auch ist denkbar, dass die nichtlineare Aktivierungs funktion, z . B . ReLU oder Sigmoid, in einer solchen Umset zungstabelle abgebildet werden können .

Im Folgenden werden verfahrensseitige Aus führungs formen näher erläutert :

In einer günstigen Aus führungs form, wird in einer ersten Phase an den Bitleitungen der Matrix eine Spannungsrampe angelegt , wird, welche von der Eingangspulslänge gesteuert wird und die nicht flüchtigen einstellbaren Kondensatoren der Matrix entlang der Bitleitung aufsummiert werden, und in einer zweiten Phase über einen Referenzkondensator eine umgekehrte Spannungsrampe an den invertierenden Eingang des Verstärkers angelegt wird und der Komparator eine Pulslänge ausgibt , solange bis die Ausgangspannung des invertierenden Verstärkers wieder zur Ursprungsspannung zurückgekehrt ist . Letztlich wird die eingangsseitige Spannungsrampe mittels des folgenden Kapazitätsverhältnisses in eine Ausgangsspannungsrampe am Verstärker umgewandelt in einem ersten Schritt :

In einer zweiten Phase danach wird diese Rampe wieder mit einem Referenzkondensator abgebaut :

Da die Steigung und der Endpunkt der Ausgangsspannungsrampe des Verstärkers variieren kann, j e nach gespeicherter einstellbarer Kapazität und Eingangspulslänge , j edoch die Rampe der zweiten Phase immer gleichbleibt , kehrt der invertierende Verstärker zu seiner Ursprungsspannung zu unterschiedlichen Zeitpunkten zurück . Dieser Zeitpunkt wird mit dem Komparator ermittelt und in Form einer Pulslänge ausgegeben .

In einer weiteren verfahrensseitigen Aus führungs form werden die Wortleitungen der positiven und die Wortleitungen der negativen einstellbaren Kondensatoren mit umgekehrten Spannungsrampen geladen, j edoch die Spannungsrampen der Wortleitungen eines zusammengehörigen Matrixelements , bestehend aus einem positiven und negativen einstellbaren Kondensator mit derselben Eingangspulslänge gesteuert .

In einer weiteren verfahrensseitigen Aus führungs form werden die umgekehrten Spannungsrampen vertauscht , sodass die umgekehrte Spannungsrampe an den Wortleitungen der positiven und negativen einstellbaren Kondensatoren anliegen, wenn das Eingangssignal ein anderes Vorzeichen hat . Dies ermöglicht eine Vierquadranten Multiplikation, da sowohl positive , als auch negative Eingangswerte nun möglich sind . Hiermit werden die positiven und negativen Elemente der Matrix bereits in der Matrix selber subtrahiert , was vorteilhaft im Vergleich zu Umsetzungen mit einem Di f ferenzverstärker ist , da dieser deutlich mehr Platz beansprucht .

In einer weiteren verfahrensseitigen Aus führungs form wird an dem einen Komparatoreingang eine Spannungsrampe angeschlossen, welche gleichzeitig einen Kondensator auflädt und diese Spannungsrampe wird unterbrochen, sobald der Komparatorausgang umschaltet und der Kondensator die abgetastete Versatzspannung speichert . Mit Hil fe dieses Verfahrens werden Temperatur - und Prozessschwankungen ausgeglichen .

In einer weiteren verfahrensseitigen Aus führungs form wird in einer ersten Phase der Kondensator und der Ausgang des Ausgangstransistors mit einem Rücksetzsignal vorgeladen und in einer zweiten Phase der Kondensator mit Hil fe des Eingangstransistors , welcher von der Spannungsdi f ferenz aus den beiden Eingängen angesteuert wird, entladen, und der Ausgangstransistor schaltet um, sobald die Schwellspannung des Eingangstransistors überschritten wird .

Diese Art der Nutzung des Komparators ermöglicht einen deutlich niedrigeren Energieverbrauch, da nur zum Umschaltzeitpunkt dynamische Energie verbraucht wird .

Im Folgenden werden günstige Aus führungs formen erläutert :

Fig . 1 : Übersicht der Speichermatrix mit Eingangs - und

Ausgangsblock Fig. 2: Funktionsweise des Ausgangsblockes

Fig. 3: Versatzspannungsabtastung mit dem Komparator Fig. 4: Schaltbild eines möglichen Komparators

In Fig. 1 ist die Matrix mit nicht flüchtigen Speicherbauelementen (4) und angeschlossenem Eingangs- (1) und Ausgangsblock (6) dargestellt. Diese sind jeweils an die Wortleitungen (4) und Bitleitungen (5) angeschlossen. Innerhalb der Matrix (4) kommen einstellbare Kondensatoren (10) zum Einsatz, welche in positive (15) und negative (16) Kondensatoren aufgespalten sind. Die einstellbaren Kondensatoren (10) werden entlang der Bitleitung (5) auf summiert. Die Wortleitungen werden mit Spannungsrampen (12) versehen, welche für positive (15) und negative (16) Kondensatoren einen umgekehrten Anstieg haben. Die Länge der Spannungsrampe wird über Schalter (11) im Eingangsblock und der Eingangspulslänge (2) gesteuert.

In Fig. 2 wird der Ausgangsblock näher erläutert, wobei zur Erklärung die positiven (15) und negativen (16) Kondensatoren mit den Schaltern (11) für den Eingangsblock eingefügt sind. Die einstellbaren Kondensatoren (10) summieren sich entlang der Bitleitung auf und bilden zusammen mit dem invertierenden Verstärker (7) und einer rückgekoppelten Kapazität (8) einen invertierenden Verstärker, dessen Ausgangsspannung von der Höhe der einstellbaren Kondensatoren (10) und der Eingangspulslänge (2) abhängt. In einer zweiten Phase wird einem weiteren Referenzkondensator (13) eine umgekehrte Spannungsrampe (14) appliziert, solange, bis die vorher aufgebaute Ausgangsspannung wieder abgebaut wurde und die Länge wird durch einen Komparator (9) als Pulslänge ausgegeben. Ebenfalls ist es möglich durch einen Versatzkondensator (17) und einer weiteren Spannungsrampe (18) eine Versatzspannung im Verstärker (7) einzuführen. Dies ist besonders dann sinnvoll, wenn sowohl positive, als auch negative Spannungen ausgegeben werden sollen.

In Fig. 3 wird die Abtastung der Versatzspannung erläutert: Hierzu wird der eine Eingang (19) des Komparators mit einem Kondensator (20) verbunden, welcher durch eine Spannungsrampe (22) aufgeladen wird. Diese wird durch den Ausgang (23) des Komparators und einem Schalter (21) kontrolliert. Sobald der Komparator (9) umschaltet, ist der Versatzspannung an der Spannungsrampe (22) erreicht und wird auf dem Kondensator (20) gespeichert. Da die beiden Eingänge subtrahiert werden, wird die Versatzspannung von einfließen in die Komparationsphase, bei der Ausgangspuls generiert wird .

In Fig. 4 ist eine günstige Ausführung für einen Komparator gezeigt. Da übliche Komparatoren entweder einen statischen Stromverbrauch oder einen hohen dynamischen Stromverbrauch haben, kommt hier ein Komparator mit niedrigem dynamischen Energieverbrauch zum Einsatz, welcher nur einen Verbrauch beim Umschaltzeitpunkt besitzt (abgesehen von Leckströmen) . Hierbei wird ein Kondensator (26) mit einem Rücksetzsignal (28) vorgeladen und anschließend über einen Eingangstransistor (25) entladen, wobei die Höhe der Entladung von der Differenz der Eingangssignale abhängt, welche an das Gate und dem Source-Anschluss des Eingangstransistors (25) anliegen. Der Ausgangstransistor (27) schaltet um, sobald die Schwellspannung des Eingangstransistors (25) überschritten wurde. Bezugszeichenliste - Eingangsblock - Eingangspulse - Wortleitungen - Matrix aus nicht flüchtigen Speicherbauelementen - Bitleitungen - Ausgangsblöcke - Verstärker - rückgekoppelte Kapazität - Komparator - einstellbare Kondensatoren - Schalter für Eingangsblock - Spannungsrampen ( -generator ) - Referenzkondensator - umgekehrte Spannungsrampe für Referenz - positiver einstellbarer Kondensator - negativer einstellbarer Kondensator - Versatzkondensator - Spannungsrampe für Versatzkondensator - erster Komparatoreingang - Kondensator für Komparator - Schalter für Komparator - Spannungsrampengenerator für Komparator - Komparatorausgang - zweiter Komparatoreingang - Eingangstransistor - Kondensator im Komparator - Ausgangstransistor 28 Rücksetzsignal