TITRE : Procédé de traitement d'un signal mis en oeuvre par un dispositif de réception d'un premier site de diffusion pour supprimer un signal interfèrent, dispositif de réception et programme d'ordinateur correspondants.

1. Domaine de l'invention

Le domaine de l'invention est celui des communications numériques.

Plus précisément, l'invention concerne les transmissions entre plusieurs sites de diffusion, par l'intermédiaire d'un transpondeur.

Encore plus précisément, l'invention propose une solution permettant d'annuler, ou à tout le moins de réduire, un signal interfèrent reçu au niveau d'un des sites de diffusion, correspondant à un signal émis par un émetteur du site de diffusion, reçu et retransmis par le transpondeur.

L'invention trouve des applications dans tout système de transmission mettant en oeuvre un transpondeur, par exemple un satellite, notamment dans les réseaux de diffusion selon la norme DVB-S, DVB-S2, ou DVB-S2X (en anglais « Digital Video Broadcasting - Satellite », en français « radiodiffusion télévisuelle numérique - satellite »), ou d'autres normes existantes ou à venir.

2. Art antérieur

Afin d'optimiser l'efficacité spectrale pour les transmissions entre différents sites de diffusion, la technique « carrier-in-carrier » ^® (en français « porteuse sur porteuse ») a été développée.

Comme illustré en figure 1, une telle technique permet à un couple de modems (modulateur-démodulateur), communiquant par l'intermédiaire d'un transpondeur, d'émettre sur la même fréquence d'émission Fl et de recevoir sur la même fréquence de réception F2. Un tel mode de réalisation est encore appelé mode « point-à-point ».

Selon l'exemple de la figure 1, on considère un premier dispositif d'émission, comprenant un modulateur, et un premier dispositif de réception, comprenant un démodulateur, localisés sur un premier site de diffusion 11. On considère également un deuxième dispositif d'émission, comprenant un modulateur, et un deuxième dispositif de réception, comprenant un démodulateur, localisés sur un deuxième site de diffusion 12. Les dispositifs d'émission et de réception du premier site de diffusion, respectivement du deuxième site de diffusion, peuvent être deux équipements distincts, ou bien former un seul équipement d'émission-réception. Les dispositifs d'émission et/ou réception de chaque site de diffusion communiquent par l'intermédiaire d'un transpondeur 13, par exemple un satellite.

Un tel transpondeur 13 peut donc recevoir d'une part un premier signal SI émis par le premier dispositif d'émission à la fréquence Fl, et d'autre part un deuxième signal S2 émis par le deuxième dispositif d'émission à la fréquence Fl.

Le transpondeur 13 peut amplifier la combinaison des signaux reçus, et retransmettre cette combinaison SI + S2 vers les dispositifs de réception de chacun des sites de diffusion 11, 12 à la fréquence F2. On appelle par la suite ce signal un signal combiné.

Afin de pouvoir démoduler le deuxième signal émis par le dispositif d'émission du deuxième site de diffusion 12, le dispositif de réception du premier site de diffusion 11 doit supprimer la composante du signal combiné reçu correspondant au premier signal émis par le dispositif d'émission du premier site de diffusion 11. De façon symétrique, afin de pouvoir démoduler le premier signal émis par le dispositif d'émission du premier site de diffusion 11, le dispositif de réception du deuxième site de diffusion 12 doit supprimer la composante du signal combiné reçu correspondant au deuxième signal émis par le dispositif d'émission du deuxième site de diffusion 12.

Pour ce faire, chaque site de diffusion 11, 12 met en oeuvre une technique d'annulation d'écho (ou « anti-écho », en anglais « écho canceller »).

La figure IB illustre un exemple d'une technique d'annulation d'écho mise en oeuvre au niveau du premier site de diffusion 11.

Le premier dispositif d'émission comprend un modulateur 111 qui génère le premier signal bande de base SI. Ce premier signal est transposé sur la fréquence Fl (« up-converter » 112) et transmis au transpondeur.

Le premier dispositif de réception reçoit le signal combiné sur la fréquence F2 en provenance du transpondeur et le transpose en bande de base (« down-converter » 114). On note Sl'+S2' le signal combiné obtenu après passage dans le canal radiofréquence.

Une estimation 113 du décalage apporté au premier signal SI par le canal radiofréquence est également déterminée, de façon à obtenir une estimation du premier signal reçu SI'.

Le terme décalage désigne ici, et dans toute la suite de document, les déformations en temps, fréquence, et/ou amplitude apportées au premier signal SI par le canal radiofréquence, i.e. par l'ensemble des éléments de la chaîne radiofréquence (« up- converter » 112, canal montant, transpondeur 13, canal descendant et « down-converter » L'estimation du premier signal reçu SI' est soustraite 115 du signal combiné Sl'+S2', de façon à annuler l'écho et obtenir une estimation du deuxième signal S2' reçu par le premier dispositif de réception.

Le deuxième signal S2' peut alors être démodulé par le démodulateur 116 du premier dispositif de réception.

Toutefois, pour que l'annulation d'écho soit efficace, il est nécessaire que l'estimation du décalage apporté au premier signal SI par le canal radiofréquence soit précise.

En particulier, afin d'estimer correctement le décalage apporté au premier signal SI par le canal radiofréquence, il est important de connaître les déformations statiques et dynamiques apportées par le canal radiofréquence. Il est donc nécessaire d'estimer correctement : l'erreur de phase et d'amplitude et les variations associées, l'erreur de décalage en fréquence et les variations associées, le décalage en temps et les variations associées.

Or les techniques actuelles ne permettent pas d'estimer parfaitement le décalage apporté au premier signal SI par le canal radiofréquence.

Il existe donc un besoin pour une nouvelle technique d'annulation d'écho qui soit simple à mettre en oeuvre et efficace.

3. Exposé de l'invention

L'invention propose une solution permettant à au moins deux modems de communiquer par l'intermédiaire d'un transpondeur, sous la forme d'un procédé de traitement d'un signal, mis en oeuvre par un dispositif de réception d'un premier site de diffusion, dit premier dispositif de réception, comprenant : la réception d'un signal combiné comprenant : un signal interfèrent, correspondant à un premier signal émis par un dispositif d'émission du premier site de diffusion, dit premier dispositif d'émission, à destination d'au moins un dispositif de réception d'au moins un deuxième site de diffusion, dit deuxième dispositif de réception, via un transpondeur, et au moins un signal désiré, correspondant à au moins un deuxième signal émis par un dispositif d'émission dudit au moins un deuxième site de diffusion, dit deuxième dispositif d'émission, à destination du premier dispositif de réception, via le transpondeur, l'alignement du premier signal sur le signal combiné, délivrant un premier signal aligné, la soustraction du premier signal aligné au signal combiné, délivrant une estimation dudit au moins un signal désiré.

Selon l'invention, un tel procédé comprend une étape préalable de calibration comprenant : la réception d'un signal de référence émis par le deuxième dispositif d'émission, via le transpondeur, la mesure du bruit de phase associé à la transmission du signal de référence.

De plus, selon l'invention, l'alignement du premier signal sur le signal combiné tient compte du bruit de phase.

Ainsi, la solution proposée permet d'améliorer l'estimation du décalage apporté par le canal radiofréquence à un des signaux émis en tenant compte du bruit de phase mesuré dans le système de transmission. L' « alignement » vise à corriger ce décalage, i.e. les déformations en temps, fréquence, et/ou amplitude apportées par le canal radiofréquence.

De cette façon, on peut estimer plus précisément la composante « interférente » du signal combiné reçu, et la supprimer, ou à tout le moins la réduire, avant la démodulation.

En effet, les inventeurs ont démontré que le bruit de phase a un impact sur les performances de l'annulation d'écho.

On rappelle que le bruit de phase est une instabilité à court terme, venant principalement des oscillateurs d'une chaîne radiofréquence, et correspond aux variations rapides (> 1 Hz) en fréquence. Le bruit de phase est en fait une légère modulation de fréquence de la porteuse.

Le bruit de phase variant peu au cours du temps, on peut considérer que la mesure initiale du bruit de phase, mise en oeuvre par exemple lors de l'installation des dispositifs d'émission/réception, est représentative du bruit de phase de la chaîne radiofréquence entre le premier site de diffusion et le deuxième site de diffusion, par l'intermédiaire du transpondeur. En effet, le bruit de phase est principalement lié à la qualité de la tête de réception (convertisseur LNB ou « Low Noise Block ») du dispositif de réception et change peu au cours du fonctionnement.

Selon un mode de réalisation particulier, la solution proposée permet à au moins deux modulateurs-démodulateurs d'émettre sur une même fréquence Fl et de recevoir sur une même fréquence F2, ce qui permet un gain en termes d'efficacité spectrale. Par ailleurs, on note qu'il peut être difficile d'extraire le bruit de phase du signal reçu, sachant que d'autres phénomènes physiques ajoutent des dégradations, tel que le bruit gaussien, les intermodulations liées aux non linéarités de la chaîne radiofréquence, etc.

Ainsi, selon un mode de réalisation particulier, le signal de référence est une sinusoïde. De cette façon, lorsque le premier dispositif d'émission émet un signal de référence de type sinusoïde (mode « sinus », ou CW, pour « continuous wave »), le deuxième dispositif de réception peut faire une mesure du bruit de phase de toute la chaîne radiofréquence, et inversement.

Un intérêt de ce mode est qu'il permet de faire ressortir le signal de référence du bruit gaussien de réception. De plus, ce mode n'est pas sensible aux non-linéarités du système. L'invention propose donc une solution astucieuse pour la mesure du bruit de phase. Dans un autre mode de réalisation, l'invention concerne un dispositif de réception d'un site de réception correspondant.

Un tel dispositif de réception d'un signal d'un premier site de diffusion, dit premier dispositif de réception, comprend : des moyens de réception configurés pour recevoir un signal combiné comprenant : un signal interfèrent, correspondant à un premier signal émis par un dispositif d'émission du premier site de diffusion, dit premier dispositif d'émission, à destination d'au moins un dispositif de réception d'au moins un deuxième site de diffusion, dit deuxième dispositif de réception, via un transpondeur, et au moins un signal désiré, correspondant à au moins un deuxième signal émis par un dispositif d'émission dudit au moins un deuxième site de diffusion, dit deuxième dispositif d'émission, à destination du premier dispositif de réception, via ledit transpondeur, des moyens d'alignement configurés pour aligner le premier signal sur le signal combiné, délivrant un premier signal aligné, des moyens de soustraction configurés pour soustraire le premier signal aligné au signal combiné, délivrant une estimation dudit au moins un signal désiré.

Selon l'invention, les moyens de réception étant configurés pour recevoir au préalable un signal de référence émis par le deuxième dispositif d'émission, via le transpondeur, le premier dispositif de réception comprend également des moyens de mesure du bruit de phase configurés pour mesurer le bruit de phase associé à la transmission du signal de référence, et les moyens d'alignement sont configurés pour aligner le premier signal sur le signal combiné en tenant compte du bruit de phase.

Un tel dispositif de réception est notamment adapté à mettre en oeuvre le procédé de traitement d'un signal décrit précédemment. Il peut notamment être intégré dans un dispositif d'émission du site de diffusion. Ce dispositif de réception pourra bien sûr comporter les différentes caractéristiques relatives au procédé de traitement d'un signal selon l'invention, qui peuvent être combinées ou prises isolément.

En particulier, un tel dispositif comprend au moins un processeur, couplé de manière opérationnelle à une mémoire, configuré pour mettre en oeuvre les différentes étapes du procédé de traitement d'un signal selon l'invention.

L'invention concerne encore un ou plusieurs programmes d'ordinateur comportant des instructions pour la mise en oeuvre d'un procédé de traitement d'un signal tel que décrit ci-dessus lorsque ce ou ces programmes sont exécutés par au moins un processeur.

L'invention concerne aussi un support d'informations lisible par un ordinateur, et comportant des instructions d'un programme d'ordinateur tel que mentionné ci-dessus.

4. Liste des figures

D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'un mode de réalisation particulier, donné à titre de simple exemple illustratif et non limitatif, et des dessins annexés, parmi lesquels :

[Fig IA]

[Fig IB] les figures IA et IB illustrent le principe général d'une technique d'annulation d'écho dans un mode point-à-point ;

[Fig 2] la figure 2 illustre les principales étapes mises en œuvre par un dispositif de réception d'un premier site de diffusion selon un mode de réalisation de l'invention ;

[Fig B] la figure 3 présente le principe général de l'étape d'alignement de la figure 2 ;

[Fig 4] la figure 4 présente un diagramme en blocs de la correction en fréquence selon un mode de réalisation de l'invention ;

[Fig 5] la figure 5 présente un diagramme en blocs de la correction en temps, phase et/ou puissance selon un mode de réalisation de l'invention ;

[Fig 6] la figure 6 illustre le gabarit du bruit de phase selon un mode de réalisation de l'invention ;

[Fig 7] la figure 7 illustre un exemple d'implémentation d'un dispositif de réception sur un circuit programmable de type FPGA ; [Fig 8] la figure 8 illustre un exemple d'architecture pour la FIFO de la figure 7 ;

[Fig 9] la figure 9 illustre un exemple d'architecture pour le NCO de la figure 7 ;

[Fig 10] la figure 10 illustre un exemple d'architecture pour le corrélateur de la figure 7 ;

[Fig 11] la figure 11 illustre un exemple d'architecture pour le module de correction en fréquence de la figure 7 ;

[Fig 12] la figure 12 illustre un exemple d'architecture pour le module de correction en temps, phase et/ou amplitude de la figure 7 ;

[Fig 13] la figure 13 présente la structure simplifiée d'un dispositif de réception selon un mode de réalisation particulier ;

[Fig 14] la figure 14 illustre la mise en oeuvre de l'invention dans un mode point-à- multipoints.

5. Description d'un mode de réalisation de l'invention

5.1 Principe général

L'invention se place dans le contexte des communications entre au moins deux sites de diffusion, par l'intermédiaire d'un transpondeur.

Le principe général de l'invention repose sur la prise en compte du bruit de phase associé au canal radiofréquence (« upconverter », canal montant, transpondeur, canal descendant, « downconverter »), pour optimiser les performances d'une technique d'annulation d'écho mise en oeuvre au niveau d'au moins un des sites de diffusion.

La figure 2 illustre les principales étapes mises en oeuvre par un dispositif de réception d'un premier site de diffusion, dit premier dispositif de réception, dans un système de communication comprenant deux sites de diffusion, tel que celui illustré en figure IA (mode point-à-point). On note que, de façon symétrique, les mêmes étapes peuvent être mises en oeuvre par un dispositif de réception du deuxième site de diffusion. On peut également noter que la solution proposée peut s'appliquer au mode point-à-multipoints, comme décrit par la suite.

Comme illustré en figure 2, le premier dispositif de réception met tout d'abord en oeuvre une étape de calibration 21, comprenant :

- la réception 211 d'un signal de référence émis par un dispositif d'émission appartenant au deuxième site de diffusion, dit deuxième dispositif d'émission, via le transpondeur,

- la mesure 212 du bruit de phase associé à la transmission du signal de référence. Cette étape de calibration peut être mise en œuvre une seule fois lors de l'installation des dispositifs d'émission/réception, ou bien répétée. Elle peut être mise en œuvre de façon périodique ou ponctuelle, par exemple suite à un changement dans le canal de propagation entre les deux sites de diffusion, via le transpondeur.

Une fois que le bruit de phase associé à la transmission du signal de référence est mesuré, le premier dispositif de réception peut traiter des signaux utiles.

Ainsi, le premier dispositif de réception met en œuvre :

- la réception 221 d'un signal combiné comprenant : un signal interfèrent, correspondant à un premier signal utile émis par un dispositif d'émission du premier site de diffusion, dit premier dispositif d'émission, à destination du dispositif de réception du deuxième site de diffusion, dit deuxième dispositif de réception, via un transpondeur, et un signal désiré, correspondant à un deuxième signal émis par le deuxième dispositif d'émission, à destination du premier dispositif de réception, via le transpondeur,

- l'alignement 222 du premier signal sur le signal combiné, délivrant un premier signal aligné, tenant compte du bruit de phase mesuré,

- la soustraction 223 du premier signal aligné au signal combiné, délivrant une estimation du signal désiré.

5.2 Exemple de mise en œuvre

On décrit ci-après, en relation avec la figure 3, le principe général de l'étape d'alignement 222 de la figure 2.

Comme indiqué précédemment, le premier dispositif de réception reçoit (221) un signal combiné Sc comprenant un signal interfèrent et le signal désiré. Le premier dispositif de réception connaît également le premier signal utile SI émis par le premier dispositif d'émission.

Le premier dispositif de réception cherche alors à aligner (222) le premier signal SI sur le signal combiné Sc. Le premier signal aligné SI' peut alors être soustrait du signal combiné Sc, de façon à obtenir une estimation du signal désiré S2'.

Selon au moins un mode de réalisation, l'alignement 222 met en œuvre une première étape de synchronisation 31, dite synchronisation grossière.

En particulier, une telle étape de synchronisation grossière met en œuvre : une corrélation entre le signal combiné Sc et le premier signal SI décalé en temps et/ou en fréquence, pour au moins deux valeurs de décalage en temps et/ou en fréquence, une détermination d'un pic de corrélation, une estimation d'un décalage grossier en temps et/ou en fréquence entre le signal combiné et le premier signal.

Par exemple, pour chaque décalage en temps et/ou en fréquence, la valeur de l'amplitude de la corrélation entre le signal combiné Sc et le premier signal SI décalé en temps et/ou en fréquence est mémorisée dans une table. Ensuite la table des valeurs d'amplitude en fonction du temps et/ou de la fréquence est analysée afin de détecter la valeur maximale, correspondant à un pic de corrélation entre le signal combiné Sc et le premier signal SI. Les valeurs de temps et/ou de fréquence associées à ce pic de corrélation permettent de déterminer un décalage grossier en temps et/ou en fréquence entre le signal combiné et le premier signal.

La corrélation s'exprime par exemple sous la forme suivante : avec L correspondant à la longueur de la corrélation.

A titre d'exemple, les paramètres suivants sont choisis pour la synchronisation grossière 31 : la longueur de la corrélation est choisie supérieure à 1000 échantillons, par exemple égale à 10000 pour avoir une meilleure précision, le pas d'incrément du décalage en fréquence est égal à 10kHz, la plage de test du décalage en fréquence est égale à +/- 1MHz, le pas d'incrément du décalage en temps est égal à 10 ns (en fonction de la vitesse de transmission, en anglais « baudrate », ici pour une baudrate > 50MHz), la plage de test du décalage en temps est égale à 5 ms.

Cette étape de synchronisation grossière 31 peut être mise en oeuvre une fois lors du démarrage, ou bien répétée, par exemple suite à la détection d'une perte de synchronisation.

Éventuellement, plusieurs itérations de l'algorithme de synchronisation grossière en temps et/ou en fréquence peuvent être mises en oeuvre, en affinant la plage de recherche du décalage en temps et/ou en fréquence afin d'avoir un pas d'incrément du décalage en fréquence inférieur à 10kHz, par exemple de l'ordre de 100Hz. On note que, selon un mode de réalisation particulier, le premier signal portant un entête non obtenu à partir d'une séquence d'embrouillage (entête non « scramblé »), l'étape de corrélation est désactivée pendant la réception de l'entête du premier signal.

Selon un autre mode de réalisation particulier, le premier signal est construit à partir d'une séquence d'embrouillage distincte de celle utilisée pour construire le deuxième signal.

Ces deux variantes, qui peuvent être mises en oeuvre indépendamment ou conjointement, permettent de limiter le risque de fausses détections, notamment lorsque les signaux SI et S2 émis par chacun des dispositifs d'émission se ressemblent / sont corrélés.

Par exemple, si l'on se place dans le contexte de la norme DVB-S2, un tel entête est de type « PLHEADER » et la séquence d'embrouillage de type « PL Scrambler ».

Une fois le décalage grossier en temps et/ou en fréquence entre le signal combiné et le premier signal déterminés, des algorithmes de synchronisation fine basés sur un asservissement en fréquence à l'aide d'une boucle à verrouillage de phase numérique (DPLL) et/ou un filtre adaptatif récursif (FIR) peuvent être mis en oeuvre pour suivre les variations du signal combiné et maintenir l'alignement du premier signal sur le signal combiné.

Ainsi, selon au moins un mode de réalisation de l'invention, l'alignement 222 met également en oeuvre : une correction en fréquence du premier signal, mettant en oeuvre une boucle à verrouillage de phase 32, une correction en temps, phase et/ou gain (i.e. amplitude) du premier signal corrigé en fréquence, mettant en oeuvre un filtrage adaptatif 33.

La figure 4 présente un diagramme en blocs de la correction en fréquence, utilisée pour affiner la synchronisation fréquentielle, et suivre et corriger les décalages en fréquence entre le premier signal et le signal combiné.

Selon l'exemple illustré en figure 4, la correction en fréquence met en oeuvre au moins une itération des étapes suivantes : décalage en fréquence 41 du premier signal SI selon une consigne D/, multiplication complexe conjuguée 42 du signal combiné Sc avec le premier signal SI décalé en fréquence selon la consigne D/, filtrage passe-bas 43 du résultat de la multiplication, estimation 44 du déphasage entre le signal combiné Sc et le premier signal décalé en fréquence à partir du signal obtenu en sortie du filtrage passe-bas, correction d'erreur 45 délivrant une consigne D/ mise à jour. En particulier, l'étape de décalage en fréquence est mise en œuvre par un oscillateur NCO (en anglais « numerically-controlled oscillator », en français « oscillateur contrôlé par entrée numérique »).

Pour la première itération (initialisation), la consigne D/ correspond au décalage en fréquence obtenu en sortie de l'étape de synchronisation grossière 31. Pour les itérations suivantes, la consigne D/ est celle obtenue en sortie de la correction d'erreur 45.

Le filtrage passe-bas 43 met par exemple en œuvre un filtre passe-bas de fréquence de coupure réglable. En particulier, un tel filtre passe-bas permet de filtrer le bruit de phase en laissant passer les fréquences inférieures à une fréquence de coupure déterminée au cours de l'étape de calibration. Comme expliqué par la suite, une telle fréquence de coupure est déterminée à partir du bruit de phase de la chaîne radiofréquence.

La multiplication complexe conjuguée 42, associée au filtrage passe-bas 43, permet notamment de réaliser une corrélation entre le signal combiné et le premier signal émis retardé, puis corrigé en fréquence.

Selon l'exemple illustré en figure 4, l'estimation 44 du déphasage entre le signal combiné Sc et le premier signal décalé en fréquence met en œuvre un calcul d'arctangente, et la correction d'erreur 45 met en œuvre un correcteur de type « Proportionnel, Intégral, Dérivé » (PID) afin de mettre à jour la consigne Dί. Selon un mode de réalisation particulier, les coefficients du correcteur PID dépendent également de la fréquence de coupure déterminée au cours de l'étape de calibration.

A titre d'exemple, cherchant à obtenir une erreur résiduelle de l'ordre de 1Hz lorsque l'algorithme d'asservissement en fréquence a convergé, les paramètres suivants sont choisis pour la boucle à verrouillage de phase 32 : gain proportionnel du PID : Kp = le ^-2 , gain intégral du PID : Ki = 1, gain dérivé du PID : Kd = 300.

En particulier, les inventeurs ont constaté que le bruit résiduel de la boucle à verrouillage de phase dégradait les performances du filtre adaptatif. On cherche donc, selon au moins un mode de réalisation, à optimiser les coefficients de la boucle à verrouillage de phase pour diminuer ce niveau de bruit résiduel.

Après la correction en fréquence, ou simultanément à la correction en fréquence, une correction en temps, phase et/ou gain (amplitude) du premier signal est mise en œuvre. La figure 5 présente un diagramme en blocs de la correction en temps, phase et/ou puissance du premier signal, mettant en œuvre un filtrage adaptatif 33. Un tel filtrage adaptatif permet de suivre de près les variations en temps, en phase et/ou en puissance.

Par exemple, un tel filtrage adaptatif 33 met en œuvre un algorithme appartenant au groupe comprenant : un algorithme de type LMS (en anglais « Least Mean Square Error », en français algorithme de minimisation de l'erreur quadratique moyenne), un algorithme de type NLMS (en anglais « Normalized Least Mean Square Error », en français algorithme de minimisation de l'erreur quadratique moyenne normalisé »), un algorithme de type RLS (en anglais « Recursive Least Square », en français algorithme des moindres carrés récursif).

Selon l'exemple illustré en figure 5, la correction en temps, phase et/ou gain met en œuvre un algorithme de type minimisation de l'erreur quadratique moyenne, mettant en œuvre au moins une itération des étapes suivantes : filtrage adaptatif du premier signal corrigé en fréquence, mettant en œuvre un filtre adaptatif 51 à réponse impulsionnelle finie, délivrant ledit premier signal aligné, mise à jour 52 des coefficients du filtre adaptatif, la mise à jour des coefficients étant mise en œuvre après l'étape de soustraction 223 du premier signal aligné au signal combiné, délivrant une estimation du signal désiré (E= S2'), et multiplication de l'estimation du signal désiré par un paramètre de convergence m.

En notant :

51 le premier signal émis par le premier dispositif d'émission (signal interfèrent à supprimer par le premier dispositif de réception),

52 le signal émis par le deuxième dispositif d'émission (signal désiré à démoduler par le premier dispositif de réception,

Sc le signal combiné reçu par le premier dispositif de réception, portant le premier signal SI et le deuxième signal S2 déformés par le canal de propagation (comprenant notamment le transpondeur),

Y le signal en sortie du filtre adaptatif 51 ;

E le signal d'erreur, correspondant au signal S2' désiré, on a :

Sc = (51 * H1 + S2 * H 2) + b, avec b un bruit blanc gaussien et H correspondant à la réponse temporelle du canal de propagation, Y = W * SI, avec W correspondant aux coefficients du filtre adaptatif 51,

E = Sc — Y

Si l'on considère un algorithme de type LMS ou NLMS, les coefficients du filtre adaptatif 51 peuvent s'exprimer sous la forme suivante :

W[n + 1] = W[n] + m E[n].Sl[n], avec m correspondant au pas d'adaptation, encore appelé paramètre de convergence.

Si Ton considère un algorithme de type RLS, les coefficients du filtre adaptatif 51 peuvent s'exprimer sous la forme suivante :

W[n + 1] = W[n] + K[n].E[n] l correspondant au pas d'adaptation.

A titre d'exemple, on peut choisir les valeurs suivantes pour le pas d'adaptation : pour l'algorithme LMS : m = 0.000003 ; pour l'algorithme NLMS : m = 0.0002 ; pour l'algorithme RLS, l = 1 — 0.000001.

En particulier, un algorithme de type RLS peut être privilégié pour une longueur faible du filtre adaptatif, par exemple inférieure à 100 coefficients.

Selon un mode de réalisation particulier, le paramètre de convergence m est déterminé à partir du bruit de phase résiduel obtenu au cours de l'étape de calibration, comme décrit par la suite.

5.3 Calibration

On décrit ci-après, en relation avec la figure 6, la mesure du bruit de phase mise en œuvre lors de l'étape de calibration 21, et son utilisation. En effet, comme indiqué précédemment, l'étape de calibration 21 permet de déterminer une fréquence de coupure pour le filtrage passe-bas 43 et pour la correction d'erreur 45, utilisés pour l'asservissement en fréquence, ainsi qu'un bruit de phase résiduel utilisé pour déterminer le paramètre de convergence m du filtre adaptatif.

A) Détermination du bruit de phase

On considère par exemple que le signal de référence S2 _ref émis par le deuxième dispositif d'émission au cours de l'étape de calibration est une sinusoïde. Dans ce cas, le bruit de phase f(ΐ) peut s'exprimer de la manière suivante :

S2 _re f(t) = VOcos ( 2nF2t + 0(t)) avec :

VO l'amplitude de la sinusoïde,

F2 la fréquence de la sinusoïde

4>(t) la variation instantanée de la phase, appelée également bruit de phase

Le spectre d'un tel signal doit donc faire apparaître une raie à la fréquence F2, d'amplitude VO. La dispersion autour de cette raie représente le gabarit du bruit de phase.

A réception du signal de référence, le premier dispositif de réception peut déterminer un gabarit 61 du bruit de phase, centré sur la fréquence porteuse utilisée par le transpondeur en voie descendante. On rappelle en effet que, comme le signal de référence transite par le transpondeur, il est émis sur une fréquence Fl par le deuxième dispositif d'émission, mais reçu sur une fréquence F2 par le premier dispositif de réception.

Par exemple, la détermination d'un gabarit de bruit de phase met en oeuvre la mesure de la puissance du signal de référence reçu sur au moins une fréquence appartenant à une bande de fréquence étroite (i.e. de l'ordre de quelques kilohertz) centrée sur la fréquence porteuse utilisée par le transpondeur en voie descendante. En d'autres termes, on effectue différentes mesures de la puissance du signal de référence reçu par le premier dispositif de réception (611, 612, 613, etc) pour différentes fréquences proches de la fréquence F2.

On constate sur la figure 6 que le gabarit 61 permet de décomposer la bande de fréquence étroite en deux parties : une première partie 62 correspondant à la bande de fréquence située autour de la fréquence centrale F2, correspondant à une puissance plus importante du signal reçu. Il s'agit des variations assez lentes qui peuvent être compensées ; une deuxième partie 63, éloignée de la fréquence centrale F2, correspondant au bruit de phase résiduel. Cette deuxième partie correspond au bruit de phase qu'un filtre adaptatif, utilisé pour compenser les variations en temps, phase et/ou amplitude du signal reçu, peut compenser. Ces variations instantanées ont un impact sur la réactivité de l'algorithme récursif.

On peut ensuite estimer une fréquence de coupure Fc associée à la première partie 62 du gabarit 61 que l'on peut appliquera un filtre passe-bas pourfiltrer le bruit de phase et pour optimiser les performances du système. En effet, cette première partie correspond au bruit de phase que l'algorithme d'asservissement en fréquence, utilisé pour compenser les variations en fréquence du signal reçu, peut compenser.

Par exemple, la fréquence de coupure est estimée à partir de l'écart-type associé aux mesures de la puissance du signal de référence reçu sur ladite bande étroite. En effet, même si le gabarit du bruit de phase ne correspond pas exactement à une distribution gaussienne, les inventeurs ont montré qu'un calcul de l'écart type permet d'obtenir une estimation correcte de la fréquence de coupure Fc.

La fréquence de coupure ainsi déterminée, par exemple de l'ordre de quelques centaines de hertz, peut ensuite être utilisée par l'algorithme d'asservissement en fréquence permettant de compenser les variations en fréquence du signal reçu.

On peut également estimer le bruit de phase résiduel associé à la deuxième partie 63 du gabarit 61, associé au signal de référence reçu en dehors de la bande de fréquence définie par la fréquence porteuse utilisée par ledit transpondeur en voie descendante plus ou moins la fréquence de coupure (+/- Fc et +/- 1MHz de la fréquence centrale F2).

Par exemple, la mesure résiduelle du bruit de phase (residual_PN, en dB) est effectuée en mesurant la puissance de la porteuse à la fréquence F2, notée Power_CW, et en la comparant avec la puissance du signal dans la bande étroite autour de la fréquence F2, [F2 — Fc — 1 MHz; F2 — Fc] U [F2 + Fc\ F2 + Fc + 1 MHz], notée Power_residual :

Residual_PN = 10*logl0(Power_CW / Power_Residual)

Le bruit de phase résiduel ainsi déterminé, par exemple de l'ordre de -30dB à -50dB, peut ensuite être utilisé pour ajuster les paramètres du filtre adaptatif utilisé pour compenser les variations en temps, phase, et/ou amplitude du signal reçu.

B) Utilisation du bruit de phase

Une fois la fréquence de coupure et le bruit de phase résiduel déterminés, il est possible d'utiliser ces paramètres pour régler l'asservissement en fréquence mis en œuvre par la boucle à verrouillage de phase 32 et pour régler les coefficients du filtre adaptatif 51 décrits précédemment.

Plus précisément, les inventeurs ont démontré que l'algorithme qui permet de réaliser l'asservissement en fréquence doit être plus ou moins rapide en fonction du bruit de phase.

Ainsi, selon au moins un mode de réalisation, l'algorithme proposé est capable de suivre les variations lentes du bruit de phase et de filtrer les variations instantanées pour optimiser l'asservissement en fréquence. Pour ce faire, on détermine une fréquence de coupure associé à la première partie 62 du gabarit 61, comme expliqué ci-dessus, et on règle le filtre passe-bas 43 (i.e. filtre de phase) de la boucle à verrouillage de phase 222 avec cette valeur de fréquence de coupure.

On rappelle que le filtre de phase est une fonction de moyenne pondérée exponentielle exprimée sous la forme : où : a est un paramètre de filtrage (a < 1) par exemple a = 1. e ^~6 ;

X _n est le produit complexe conjugué du signal combiné avec le signal émis retardé puis corrigé en fréquence.

Pour un système continu, la transformée de Laplace d'une telle fonction de transfert s'écrit :

En exprimant le paramètre de filtrage sous la forme a = ka ₀ , où a ₀ est la constante de filtrage maximal («1) et k est un paramètre d'ajustement compris dans l'intervalle [1; l/a ₀ [, ^on peut montrer que, connaissant la fréquence de coupure du filtre de phase, le paramètre d'ajustement k peut s'écrire : w k = - F - a ₀ (V2 — 1 + w) avec :

F _c w ⁼ T ^r ec~h où Fc est la fréquence de coupure du filtre de phase et F _ech est la fréquence d'échantillonnage.

Ainsi, la détermination de la fréquence de coupure Fc à partir du bruit de phase permet de déterminer le paramètre d'ajustement k lui-même utilisé pour déterminer le paramètre de filtrage du filtre passe-bas 43.

Également pour optimiser l'asservissement en fréquence, les coefficients du correcteur d'erreur PID 45 peuvent être déterminés en fonction de la fréquence de coupure.

On considère à titre d'exemple que les coefficients Kp, Ki et Kd sont initialisés à des valeurs Kp ₀ , Ki ₀ et Kd ₀ , réglées pour une fréquence de coupure nominale de 300 Hz.

Pour conserver le réglage du correcteur d'erreur PID quelle que soit la fréquence de coupure du filtre de phase, les coefficients Kp, Ki et Kd sont modifiés selon un facteur de bande b tel que : Kr = bKr ₀

Kί = bKί ₀ Kd = bKά o

„ 300 avec : b = —

^ FC

Les inventeurs ont également démontré que l'algorithme récursif basé sur un filtre adaptatif peut être optimisé en tenant compte du bruit de phase.

En effet, comme indiqué précédemment, si l'on considère un algorithme de type LMS ou NLMS, les coefficients du filtre adaptatif 51 peuvent s'exprimer sous la forme suivante :

W[n + 1] = W[n] + m E[n]. SI [n], avec m correspondant au pas d'adaptation.

Plus ce pas d'adaptation est grand, plus l'algorithme est rapide pour converger mais plus important est le bruit résiduel. Afin d'obtenir de meilleures performances de l'algorithme de filtrage adaptatif, la valeur de bruit de phase peut entrer dans le calcul du paramètre de convergence m selon la formule suivante : avec M une constante permettant de pondérer la mesure du bruit de phase sur le paramètre de convergence m. Par exemple, la constante M est de l'ordre de 0,8.

Il est également possible d'exprimer le paramètre l en fonction du bruit de phase si l'on considère un algorithme de type RLS.

5.4 Exemple d'implémentation

On présente ci-après, en relation avec la figure 7, un exemple d'implémentation d'un dispositif de réception selon au moins un mode de réalisation de l'invention, selon lequel la technique d'annulation d'écho est implémentée sur un circuit programmable de type FPGA (en anglais « Field Programmable Gâte Arrays »).

Par souci de simplification de la description, on se place toujours dans le contexte d'un système de communication comprenant deux sites de diffusion, tel que celui illustré en figure IA, et plus précisément au niveau du dispositif de réception du premier site de diffusion.

Les échantillons complexes correspondant au signal combiné reçu Sc (issus du convertisseur analogique numérique 71) et les échantillons complexes correspondant au premier signal SI issu du modulateur sont tout d'abord interpolés (filtres de décimation 721, 722) à deux fois la fréquence d'échantillonnage (2.F _ech ). On note par exemple IQ_COMBINE les échantillons complexes interpolés correspondant au signal combiné reçu Sc et IQJNTF les échantillons complexes correspondant au premier signal SI.

On cherche alors à supprimer le signal interfèrent (SI reçu) du signal combiné Sc. La suppression du signal interfèrent du signal combiné Sc met en oeuvre selon cet exemple deux chaînes de traitement : une chaîne 73 de traitement du flux de données, à la fréquence 2.F _ech , fonctionnant en temps réel, une chaîne 74 de recherche des corrections en fréquence, temps, phase et/ou amplitude, pouvant fonctionner par bloc de données.

Selon l'exemple illustré en figure 7, la chaîne 74 de recherche des corrections comprend un contrôleur 741 permettant de gérer l'enchaînement des algorithmes de synchronisation grossière, d'asservissement en fréquence et de filtrage adaptatif, et de vérifier leurs convergences.

A l'issue de la suppression du signal interfèrent du signal combiné Sc, on obtient une estimation du deuxième signal S'2, à la fréquence 2. F _ech . Le signal S'2 obtenu peut être interpolé (filtre d'interpolation 75) à la fréquence F _ech , avant d'être converti en signal analogique dans un module de conversion numérique analogique 76 et transmis au démodulateur 77 du premier dispositif de réception. Selon cette implémentation, la fonction de démodulation n'est donc pas implémentée dans le FPGA. Le deuxième signal estimé S2' est ainsi reconverti en signal radiofréquence avant d'entrer sur le démodulateur.

En particulier, une mémoire externe 78, par exemple de type DDR (« Double Data Rate »), peut être ajoutée. Un driver DDR 79 ainsi que des FIFOs internes au FPGA au niveau de l'écriture et de la lecture peuvent être associés à cette mémoire.

On décrit ci-après plus en détails les deux chaînes de traitement 73 et 74.

La chaîne 73 de traitement du flux de données permet de déterminer le décalage à apporter au premier signal émis par le dispositif d'émission du premier site de diffusion pour pouvoir l'aligner sur le signal combiné puis le soustraire du signal combiné.

Selon l'exemple illustré en figure 7, le premier signal SI est traité par différents modules : une FIFO 731, permettant de retarder les échantillons complexes du signal SI, par exemple jusqu'à 280ms. On note par exemple IQ_delay les échantillons complexes en sortie de la FIFO 731 ; un NCO 732, permettant d'apporter une correction en fréquence aux échantillons complexes retardés. On note par exemple IQ_NCO les échantillons complexes en sortie du NCO 732 ; un filtre complexe 733, permettant d'apporter une correction en phase et/ou en amplitude aux échantillons complexes retardés et corrigés en fréquence. On note par exemple IQ_FIR les échantillons complexes en sortie du filtre 733 ; un soustracteur 734 permettant de soustraire le premier signal aligné (échantillons IQ_FIR) du signal combiné (échantillons IQ_COMBINE). On note par exemple IQ_DES les échantillons complexes en sortie du soustracteur 734.

La figure 8 illustre un exemple d'architecture pour la FIFO 731.

Une telle FIFO 731 comprend par exemple des moyens permettant de décaler les échantillons complexes d'une valeur entière, ainsi que des moyens permettant de décaler les échantillons complexes d'une valeur fractionnaire, afin de suivre précisément les variations en temps.

Par exemple, les moyens permettant de décaler les échantillons complexes d'une valeur entière mettent en oeuvre une mémoire 7311 (FIFO IN, FIFO OUT). Les moyens permettant de décaler les échantillons complexes d'une valeur fractionnaire mettent en oeuvre un filtre d'interpolation, par exemple de type Lagrange du 5 ^ème ordre minimum.

On note que le décalage entier mis en oeuvre par la mémoire 7311 et le décalage fractionnaire, mis en oeuvre par le filtre de Lagrange 7312 doivent être synchronisés.

La figure 9 illustre un exemple d'architecture pour le NCO 732.

Un tel NCO 732 comprend par exemple un accumulateur de phase 91, une conversion phase vers sinus/cosinus 92, puis une multiplication complexe 93 pour le décalage en fréquence.

Par exemple, la conversion phase vers sinus/cosinus 92 met en oeuvre une mémoire (table LUT) ou un Cordic (en anglais « COordinate Rotation Digital Computer », en français « calcul numérique par rotation de coordonnées »).

Le filtre complexe 733 est par exemple un filtre à réponse impulsionnelle finie d'au moins 15 coefficients, permettant de corriger l'amplitude, la phase et/ou l'erreur résiduelle en temps. Les coefficients peuvent être mis à jour de façon quasi-instantanée afin de suivre les variations rapides du signal combiné.

Le soustracteur 734 permet quant à lui une soustraction des échantillons complexes. Il n'utilise pas les ressources du FPGA en termes de DSP (en anglais « Digital Signal Processing ») et de BRAM (en anglais « Block Random Access Memory »).

La chaîne 74 de recherche des corrections en fréquence, temps, phase et/ou amplitude permet d'estimer les décalages à apporter au signal SI pour l'aligner avec le signal combiné Sc. Selon l'exemple illustré en figure 7, la chaîne de traitement 74 met en œuvre trois modules différents : un corrélateur 741, permettant d'estimer un décalage grossier en temps et/ou en fréquence ; un module de correction en fréquence 742, permettant de suivre les variations en fréquence ; un module de correction en temps, phase et/ou amplitude 74S, permettant d'ajuster les coefficients du filtre 733 pour suivre rapidement les variations en temps, phase et/ou amplitude.

Les algorithmes mis en œuvre par ces différents modules peuvent être gérés par un contrôleur 744, mettant par exemple en œuvre une machine d'état permettant de cadencer les enchaînements et de vérifier l'accrochage et la convergence des algorithmes.

La figure 10 illustre un exemple d'architecture pour le corrélateur 741.

Un tel corrélateur 741 prend en entrée les échantillons complexes du signal combiné (IQ_COMBINE), ainsi que les échantillons complexes du premier signal SI après passage dans la FIFO 7S1 et le NCO 732 (IQJMCO).

L'objectif est de synchroniser en temps et/ou en fréquence ces deux signaux, pour pouvoir par la suite suivre les variations liées notamment au déplacement du transpondeur de type satellite.

Le corrélateur 741 met en œuvre une première étape de synchronisation grossière en temps et/ou en fréquence (référence SI en relation avec la figure 3), permettant de décaler en temps et/ou en fréquence le premier signal grâce à la détection d'un pic de corrélation. Cette première étape de synchronisation est basée sur une corrélation centrale 101c, i.e. comparant un échantillon complexe du signal combiné à l'instant t (IQ_COMBINE(t)) avec un échantillon complexe du premier signal SI après passage dans la FIFO 731 et le NCO 732 au même instant t (IQ_NCO(t)). Le résultat de la corrélation centrale peut être stocké dans une mémoire 102c.

Éventuellement, le corrélateur 742 peut mettre en œuvre une deuxième étape de synchronisation, dite synchronisation fine.

Cette deuxième étape de synchronisation est basée d'une part sur une corrélation « avant » lOlu (ou corrélation « under »), i.e. comparant un échantillon complexe du signal combiné à la l'instant t -1 ( I Q_CO MBINE(t-l)) avec un échantillon complexe du premier signal SI après passage dans la FIFO 731 et le NCO 732 à l'instant t (IQ_NCO(t)), et d'autre part sur une corrélation « après » 101o (ou corrélation « over »), i.e. comparant un échantillon complexe du signal combiné à l'instant t +1 (IQ_COMBINE(t+l)) avec un échantillon complexe du premier signal SI après passage dans la FIFO 7S1 et le NCO 7S2 à la l'instant t (IQ_NCO(t)).

Le résultat de la corrélation « avant » peut être stocké dans une mémoire 102u et le résultat de la corrélation « après » peut être stocké dans une mémoire 102o.

La différence obtenue entre la corrélation « avant » et la corrélation « après » est transmise au contrôleur 744, qui peut ainsi mettre à jour les valeurs entière et fractionnaire de retard temporel et les fournir la FIFO 7S1. Cette différence permet donc d'ajuster le décalage fin et de régler le filtre de Lagrange.

Le contrôleur 744 peut également fournir au NCO 7S2 la consigne D/ mise à jour.

Au cours de la deuxième étape de synchronisation, la corrélation centrale permet de vérifier que l'algorithme est toujours verrouillé sur le pic de corrélation détecté au cours de la première étape de synchronisation.

La figure 11 illustre un exemple d'architecture pour le module de correction en fréquence 742.

La correction fréquentielle fine, ainsi que le suivi de la variation de la fréquence, est basée sur une PLL numérique comprenant quatre modules en plus du NCO 732. Ces modules mettent en oeuvre les étapes de la figure 4. On utilise donc les mêmes références que celles de la figure 4 :

- une multiplication complexe conjuguée 42 entre les échantillons complexes du signal combiné (IQ_COMBINE) et les échantillons complexes du premier signal SI après passage dans la FIFO 731 et le NCO 732 (IQ_NCO) ;

- un module de filtrage 43 basse fréquence du résultat de la multiplication, permettant de limiter le bruit global de calcul. Par exemple, la fréquence de coupure est comprise entre 100Hz et 10kHz, avec une valeur nominale à 300Hz) ;

- un calcul d'arctangente 44 du résultat du filtrage, permettant d'estimer le déphasage entre le signal combiné et le premier signal SI après passage dans la FIFO 731 et le NCO 732 ;

- un module de correction d'erreur 45 de type PID permettant de corriger le déphasage et de mettre à jour la consigne D/.

Le contrôleur 744 peut mettre à jour le paramètre de lissage du filtre passe-bas 43 et les coefficients du PID 45, et fournir au NCO 732 la consigne D/ ainsi mise à jour.

La figure 12 illustre un exemple d'architecture pour le module de correction en temps, phase et/ou amplitude 743, basé sur un algorithme de type LMS.

L'algorithme LMS est basé sur un calcul des coefficients du filtre 733 à partir d'une minimisation de l'erreur quadratique. Un tel algorithme prend en entrée les échantillons complexes du premier signal SI après passage dans la FIFO 731 et le NCO 732 (IQ_NCO) et les échantillons complexes obtenus après soustraction du premier signal aligné du signal combiné (IQ_DES), correspondant à l'estimation du signal désiré.

Les échantillons complexes de l'estimation du signal désiré IQ_DES (correspondant pour l'algorithme à l'erreur) sont multipliés 121 par le paramètre de convergence m. Le résultat est alors multiplié par les échantillons IQ_NCO du premier signal SI corrigé en temps et en fréquence pour pouvoir mettre à jour les coefficients W du filtre 733.

En revenant à la figure 7, on décrit ci-après les filtres de décimation 721, 722 et d'interpolation 75.

Le premier filtre de décimation 721, qui permet de transformer les échantillons complexes du signal combiné venant de l'ADC 71 d'une fréquence fixe à une fréquence à 2.F _ech dépendant de la vitesse de transmission (« baudrate ») peut être choisi suffisamment sélectif pour éviter le repliement du bruit dans la bande utile.

Le deuxième filtre de décimation 722 qui prend les échantillons complexes du premier dispositif d'émission (modulateur interne) nécessite peu de contrainte car le signal est beaucoup plus propre (puisque le premier dispositif d'émission et de réception sont localisés sur le même site de diffusion, et appartiennent éventuellement au même équipement). Il peut se contenter d'un ordre plus faible par rapport au premier filtre de décimation 721.

Enfin, le filtre d'interpolation 75 de 2.F _ech vers la fréquence fixe du DAC 76 a peu de contrainte car le signal sortant du DAC 76 peut être directement démodulé par le démodulateur 77, par exemple un chip de démodulation S2X.

Selon au moins un mode de réalisation, mis par exemple en oeuvre dans le dispositif de réception illustré en figure 7, les principales étapes de synchronisation, correction fréquentielle et filtrage adaptatif, mettent en oeuvre les spécificités suivantes : pour la synchronisation : utilisation de séquences d'embrouillage distinctes pour les différents modems ; désactivation de la corrélation pendant l'entête du premier signal (signal interfèrent) ; minimisation du nombre de corrélations en adaptant le pas de réglage temps/fréquence ; une fois la synchronisation grossière réalisée, la corrélation peut servir à suivre les variations lentes du transpondeur en comparant la corrélation « avant » à l'instant t-1 et la corrélation « après » à l'instant t+1 ; un système de gestion de décalage dans la mémoire externe DDR est prévu afin que l'écho soit toujours entre t-1 et t+1. La gestion du décalage dans la mémoire peut se faire en même temps qu'un décalage des coefficients du corrélateur ; pour la correction fréquentielle : utilisation d'un filtre passe bas avant la fonction arctangente afin de limiter les artefacts de cette fonction ; ajustement des paramètres de la boucle à verrouillage de phase en fonction de la fréquence de coupure du filtre passe bas déterminée à partir de la mesure du bruit de phase; pour le filtrage adaptatif : utilisation d'un filtre à réponse impulsionnelle finie ; utilisation d'un algorithme LMS avec une longueur de filtre limitée (par exemple 15 coefficients) ; l'algorithme LMS peut fonctionner par blocs afin de limiter les ressources nécessaires pour tous les calculs parallèles. On peut réduire la taille du bloc afin de rendre l'algorithme plus réactif. Il s'agit ici d'un compromis temps de réponse / ressources FPGA.

5.5 Dispositif de réception

On a décrit ci-dessus un exemple d'implémentation de l'invention avec un FPGA.

La figure 13 illustre plus généralement la structure simplifiée d'un dispositif de réception selon un mode de réalisation de l'invention.

Comme illustré en figure 13, un premier dispositif de réception d'un premier site de diffusion comprend une mémoire 131 (comprenant par exemple une mémoire tampon) et une unité de traitement 132 (équipée par exemple d'au moins un processeur, FPGA, ou DSP), pilotée ou pré-programmée par une application ou un programme d'ordinateur 133 mettant en oeuvre le procédé de traitement d'un signal selon un mode de réalisation de l'invention.

A l'initialisation, les instructions de code du programme d'ordinateur 133 sont par exemple chargées dans une mémoire RAM avant d'être exécutées par l'unité de traitement 132. L'unité de traitement 132 met en œuvre les étapes du procédé de traitement décrit précédemment, selon les instructions du programme d'ordinateur 133.

Pour ce faire, selon un mode de réalisation, l'unité de traitement 132 est configurée pour : recevoir au moins un signal de référence émis par au moins un deuxième dispositif d'émission d'un deuxième site de diffusion, via le transpondeur, mesurer le bruit de phase associé à la transmission du signal de référence, recevoir un signal combiné comprenant : un signal interfèrent, correspondant à un premier signal émis par un premier dispositif d'émission du premier site de diffusion, dit premier dispositif d'émission, à destination d'au moins un dispositif de réception du deuxième site de diffusion, dit deuxième dispositif de réception, via le transpondeur, et au moins un signal désiré, correspondant à un deuxième signal émis par le deuxième dispositif d'émission, à destination du premier dispositif de réception, via le transpondeur, aligner le premier signal sur le signal combiné en tenant compte du bruit de phase, délivrant un premier signal aligné, soustraire le premier signal aligné au signal combiné, délivrant une estimation dudit au moins un signal désiré.

5.6 Variantes

On a décrit ci-dessus un mode point-à-point mettant en œuvre deux sites de diffusion, comprenant chacun un dispositif d'émission et un dispositif de réception. En particulier, chaque site de diffusion met en œuvre un dispositif de réception tel que décrit ci-dessus. Il s'agit donc d'un système de transmission « full-duplex » symétrique, où les deux modems, qui reçoivent la combinaison des deux signaux (SI émis par le premier dispositif d'émission et S2 émis par le deuxième dispositif d'émission), extraient le signal qu'ils veulent démoduler (S2 pour le premier dispositif de réception et SI pour le deuxième dispositif de réception) en soustrayant le signal émis (SI pour le premier dispositif d'émission et S2 pour le deuxième dispositif d'émission).

Si la suppression est parfaite et si les deux modems émettent exactement sur la même bande, 50% de la bande spectrale peut être utilisée pour d'autres applications.

En variante, la solution proposée peut s'appliquer en mode point-à-multipoints.

Dans le cas du mode point-à-multipoint, un modem principal (encore appelé « Hub »), localisé sur un site de diffusion principal, alimente une multitude de modems secondaires (encore appelés « end-user »). La transmission reste une transmission « full duplex », mais dissymétrique.

Comme pour le mode point-à-point, il est possible de gagner en efficacité spectrale en utilisant les mêmes fréquences d'émission pour les différents dispositifs d'émission et les mêmes fréquences de réception pour les différents dispositifs de réception.

La figure 14 illustre l'architecture d'un tel mode point-à-multipoints en le simplifiant à un modem principal 141 communiquant avec trois modems secondaires 142, 143, 144 par l'intermédiaire d'un transpondeur 145. Le cas d'application classique est de l'ordre de quelques dizaines à quelques centaines de modems.

Dans le mode point-à-multipoints, il est en général possible pour les modems secondaires de démoduler directement le signal émis par le modem principal, car sa porteuse Cm a une puissance supérieure à toutes les autres porteuses.

Ainsi le dispositif de réception selon au moins un mode de réalisation peut n'être mis en oeuvre qu'au niveau du site de diffusion principal pour ce mode point-à-multipoints, sans être mis en oeuvre au niveau des sites de diffusion secondaires.

Selon d'autres variantes, afin d'améliorer le fonctionnement de la technique d'annulation d'échos, il est également possible : d'ajouter un amplificateur de gain (AGC) en entrée du dispositif de réception pour limiter les fausses détections, et/ou de limiter la différence de puissance entre les porteuses des signaux émis dans le mode point-à-point, et/ou de limiter la différence de bande passante entre les porteuses des signaux émis et/ou de fonctionner dans la zone linéaire de l'amplificateur du transpondeur.