Titre de l'invention : Procédé d'estimation d'au moins un paramètre parmi une avance temporelle et un décalage de fréquence entre des premier et deuxième dispositifs de communication

Domaine technique

[0001] La présente invention concerne de manière générale le domaine des télécommunications, et notamment les communications sans-fil mises en oeuvre par des réseaux radio tels que les réseaux de télécommunication mobile (e.g. 3G, 4G, 5G, etc.).

État de la technique antérieure

[0002] Dans le contexte des réseaux de télécommunications mobiles (e.g. les réseaux 5G), la synchronisation en liaison montante fait référence au processus de synchronisation d'un terminal (e.g. un terminal utilisateur) avec une station de base (e.g. une station gNB). Les objectifs de la synchronisation en liaison montante comprennent la détection d'un préambule (e.g. un préambule PRACH) transmis par le terminal, et ensuite l'estimation de l'avance temporelle et du décalage de fréquence porteuse entre le terminal et la station de base en utilisant le préambule détecté.

[0003] L'avance temporelle caractérise le temps mis par le signal pour se propager du terminal à la station de base. L'avance temporelle est estimée par la station de base et retransmise au terminal pour correction. Étant donné que les réseaux 5G s'appuient sur un accès multiple par répartition en fréquences orthogonales (OFDMA, « orthogonal frequency division multiple access » en anglais) pour multiplexer les utilisateurs, la correction d'avance temporelle permet d'intégrer les transmissions ultérieures du terminal dans des ressources temps-fréquence restreintes avec celles d'autres terminaux. En revanche, le décalage de fréquence porteuse est estimé et compensé au sein de la station de base. Le décalage de fréquence porteuse est dû à la différence entre les fréquences des oscillateurs du terminal et de la station de base, ainsi qu'à l'effet Doppler lié au déplacement du terminal.

[0004] Il convient de souligner qu'une correction appropriée de l'avance temporelle et du décalage de fréquence porteuse est cruciale pour les performances de communication, et par conséquent, une estimation précise de ces paramètres critiques est un objectif clé dans le développement des réseaux de télécommunications mobiles. Cependant, les solutions existantes d'estimation de l'avance temporelle et du décalage de fréquence porteuse ne sont pas pleinement satisfaisantes pour les raisons suivantes.

[0005] Suite à la détection du préambule, l'avance temporelle est estimée dans l'art antérieur en comptant le nombre d'échantillons entre le début de la fenêtre de recherche et la position du pic de corrélation le plus important détecté. La précision de l'estimation de l'avance temporelle est donc limitée à un multiple de la période d'échantillonnage. De plus, dans l'art antérieur, l'influence du décalage de fréquence porteuse n'est pas prise en compte dans l'estimation de l'avance temporelle. Il s'ensuit que les solutions existantes présentent une faible précision d'estimation de l'avance temporelle, ce qui entraîne une dégradation des performances de communication, étant donné que les signaux transmis par les différents terminaux ne sont pas pleinement orthogonaux.

[0006] De même, les méthodes existantes pour estimer le décalage de fréquence porteuse sur la base d'un préambule détecté démontrent des performances limitées en précision. Par exemple, dans le contexte de la synchronisation en liaison montante pour les réseaux 5G, les séquences de Zadoff-Chu sont utilisées comme préambule. Dans ce contexte, Tao et al. (« Enhanced Carrier Frequency Offset Estimation Based on Zadoff-Chu Sequences », IEEE Communications Letters, octobre 2019) propose un procédé d'estimation du décalage de fréquence porteuse en utilisant les amplitudes de certains pics de corrélation. Cependant, la méthode proposée par Tao et al., i.e. en utilisant uniquement les amplitudes de pics de corrélation et en ignorant les phases, entraîne une perte d'informations et limite la précision d'estimation. De plus, la méthode de Tao et al. estime le décalage de fréquence porteuse sans tenir compte de l'avance temporelle, malgré le fait que ces deux paramètres soient intrinsèquement couplés dans les signaux reçus. Ces hypothèses simplistes limitent également la précision de la méthode de Tao et al. Par ailleurs, la complexité de cette méthode n'est pas évaluée dans Tao et al., bien que cela soit essentiel pour une mise en oeuvre en temps réel dans les systèmes de communication.

[0007] Il existe donc un besoin pour une solution précise et de faible complexité permettant d'estimer une avance temporelle et/ou un décalage de fréquence porteuse entre un émetteur et un récepteur, par exemple pour la synchronisation en liaison montante entre un terminal et une station de base au sein d'un réseau de communication mobile.

Exposé de l'invention

[0008] L'invention propose un procédé d'estimation d'au moins un paramètre parmi une avance temporelle et un décalage de fréquence entre un premier dispositif de communication et un deuxième dispositif de communication, ledit procédé étant mis en oeuvre par le deuxième dispositif de communication et comprenant : une estimation dudit au moins un paramètre à partir d'un sous-ensemble d'échantillons d'un signal de corrélation, ledit signal de corrélation étant basé sur un signal reçu du premier dispositif de communication et un signal de référence, ledit sous-ensemble comprenant un ou plusieurs groupes disjoints d'échantillons consécutifs du signal de corrélation, un desdits groupes comprenant un échantillon d'amplitude maximale du si- gnal de corrélation, et lesdits groupes comprenant un même nombre prédéfini d'échantillons dont les indices sont fonction de l'indice dudit échantillon d'amplitude maximale.

[0009] L'invention fournit une solution précise et de faible complexité pour estimer une avance temporelle et/ou un décalage de fréquence porteuse entre un premier et un deuxième dispositif de communication.

[0010] À cet effet, l'invention propose d'utiliser uniquement un sous-ensemble d'échantillons significatifs du signal de corrélation pour estimer l'avance temporelle et/ou le décalage de fréquence. Selon un mode de réalisation, il est proposé d'utiliser un sous-ensemble d'échantillons comprenant des groupes d'échantillons adjacents (i.e. consécutifs) autour des pics de corrélation du signal de corrélation. En effet, ces échantillons concentrent la plus grande partie de l'énergie du signal de corrélation (comme détaillé plus loin), et donc la plus grande partie des informations. Pour cette raison, les échantillons du sous-ensemble proposé sont les plus pertinents pour estimer l'avance temporelle et/ou le décalage de fréquence

[0011] Par conséquent, la solution proposée, en utilisant uniquement les échantillons les plus significatifs du signal de corrélation, permet d'estimer avec précision l'avance temporelle et/ou le décalage de fréquence tout en fournissant une mise en oeuvre de faible complexité.

[0012] Il convient de souligner que, par rapport aux solutions de l'art antérieur, la solution proposée améliore de manière significative la précision de l'estimation de l'avance temporelle TA et/ou du décalage de fréquence porteuse CFO. En particulier, comme discuté précédemment, la précision des solutions existantes pour l'estimation de l'avance temporelle est limitée à un multiple de la période d'échantillonnage. En revanche, la précision de la solution proposée n'est pas limitée à un multiple de la période d'échantillonnage et permet une estimation plus fine de l'avance temporelle (i.e. elle permet l'estimation d'une avance temporelle fractionnaire).

[0013] Il est à noter que l'invention est particulièrement pertinente dans le contexte de la synchronisation en liaison montante entre un terminal et une station de base au sein d'un réseau de communication mobile.

[0014] Selon un mode de réalisation, le procédé comprend une obtention du signal de corrélation à partir du signal reçu et du signal de référence. À cette fin, le procédé comprend par exemple : une multiplication du signal reçu et d'un conjugué d'une transformée de Fourier du signal de référence pour obtenir un signal intermédiaire ; et une application d'une transformée de Fourier inverse au signal intermédiaire pour obtenir le signal de corrélation.

[0015] Selon un mode de réalisation, le signal de référence est une séquence de Zadoff-Chu. Précisément, le signal de référence peut être une séquence de Zadoff-Chu dont la longueur est un nombre premier.

[0016] Les séquences de Zadoff-Chu présentent une propriété d'autocorrélation nulle et d'amplitude constante, qui est avantageuse en termes d'orthogonalité entre les utilisateurs (i.e. entre les diffé- rents préambules) et d'exigences de puissance. Plus précisément, l'autocorrélation entre une séquence de Zadoff-Chu et une version d'elle-même avec un décalage cyclique est nulle, ce qui permet à différents utilisateurs de transmettre des préambules respectivement orthogonaux sur les mêmes ressources temps-fréquence. Par ailleurs, l'amplitude constante de la séquence de Za- doff-Chu permet une amplification efficace du préambule au niveau de l'émetteur.

[0017] Selon un mode de réalisation, ledit au moins un paramètre comprend l'avance temporelle et le décalage de fréquence, et l'avance temporelle et le décalage de fréquence sont obtenus conjointement lors de ladite estimation.

[0018] Ce mode de réalisation permet de prendre en compte l'influence mutuelle entre l'avance temporelle et le décalage de fréquence porteuse lors de l'estimation de ces paramètres. De la sorte, ce mode de réalisation permet de fournir une estimation précise de ces paramètres.

[0019] En effet, comme indiqué ci-dessus, les solutions existantes estiment soit l'avance temporelle soit le décalage de fréquence, de manière indépendante. Cependant, au niveau du récepteur, ces deux paramètres sont intrinsèquement liés dans le signal de corrélation utilisé pour l'estimation. En d'autres termes, le décalage de fréquence porteuse a un impact sur l'estimation de l'avance temporelle et vice versa. En revanche, l'estimation conjointe de l'avance temporelle et du décalage de fréquence, telle que proposée ici, permet de prendre en compte l'influence mutuelle de ces paramètres et d'améliorer la précision de l'estimation.

[0020] Selon un mode de réalisation, ledit au moins un paramètre est estimé à partir de phases et d'amplitudes des échantillons dudit sous-ensemble.

[0021] Selon ce mode de réalisation, les valeurs complexes (i.e. à la fois les amplitudes et les phases) des échantillons du sous-ensemble sont utilisées pour estimer l'avance temporelle et/ou le décalage de fréquence. En revanche, la solution susmentionnée de Tao et al. n'exploite que les amplitudes de certains échantillons pour estimer le décalage de fréquence porteuse, ce qui entraîne une perte d'informations et une estimation inexacte de ce paramètre.

[0022] Par rapport aux solutions existantes, l'utilisation à la fois des amplitudes et des phases d'échantillons de corrélation est avantageuse car elle n'entraîne aucune perte d'informations et contribue à fournir des estimations précises de l'avance temporelle et/ou du décalage de fréquence porteuse.

[0023] Selon un mode de réalisation, le nombre prédéfini d'échantillons consécutifs respectivement compris dans lesdits groupes est égal à 3, 5, ou 7.

[0024] En d'autres termes, selon ce mode de réalisation, chacun desdits groupes comprend respectivement 3, 5, ou 7 échantillons adjacents. Plus particulièrement, les échantillons de chaque groupe sont centrés et uniformément répartis autour d'un des pics de corrélation du signal de corrélation. [0025] Ce mode de réalisation permet d'exploiter les composantes de propagation par trajets multiples pour estimer l'avance temporelle et/ou le décalage de fréquence porteuse. Il en résulte une meilleure précision de l'estimation de ces paramètres pour les canaux à trajets multiples.

[0026] Précisément, l'utilisation de groupes de 3 échantillons permet de prendre en compte les composantes de propagation par trajets multiples dont les retards varient jusqu'à ± une période d'échantillonnage par rapport au retard moyen. De plus, des groupes de 5 échantillons peuvent être utilisés pour des retards allant jusqu'à ± deux fois la période d'échantillonnage, et des groupes de 7 échantillons peuvent être utilisés pour des retards allant jusqu'à ± trois fois la période d'échantillonnage. Il convient de noter que l'avance temporelle représente le retard moyen des composantes de propagation par trajets multiples.

[0027] Selon un mode de réalisation, ledit sous-ensemble d'échantillons comprend trois groupes disjoints d'échantillons consécutifs du signal de corrélation. Plus particulièrement, chacun desdits groupes comprend un des trois pics de corrélation les plus grands (en ce qui concerne l'amplitude).

[0028] En effet, les simulations numériques ont montré que la majeure partie de l'énergie (> 85 %) du signal de corrélation est concentrée sur les trois pics de corrélation les plus grands. Ce mode de réalisation fournit donc les échantillons les plus significatifs pour estimer l'avance temporelle et/ou le décalage de fréquence et, par conséquent, permet une estimation précise et de faible complexité de ces paramètres.

[0029] Selon un mode de réalisation, lesdits groupes comprennent respectivement un échantillon dont l'indice vérifie :

Z = (z _p + kü) _N ,

[0030] où : l _p désigne l'indice dudit échantillon d'amplitude maximale du signal de corrélation ; k e TL ; (•)« désigne l'opération modulo -ZV avec ZV la longueur du signal de référence ; et ü est un entier tel que 0 < ü < ZV. En particulier, le paramètre ü est l'inverse multiplicatif modulaire de u la racine de la séquence de Zadoff-Chu utilisée comme signal de référence.

[0031] Selon ce mode de réalisation, chacun desdits groupes comporte respectivement un des pics de corrélation du signal de corrélation. Selon ce mode de réalisation, les indices des pics de corrélation sont obtenus à partir de l'indice du plus grand pic de corrélation en utilisant un calcul de faible complexité. Typiquement, l'indice du plus grand pic de corrélation est obtenu pendant la phase de détection de préambule.

[0032] Selon un mode de réalisation, ledit au moins un paramètre est estimé en utilisant un réseau de neurones prenant en entrée ledit sous-ensemble d'échantillons et fournissant en sortie ledit au moins un paramètre.

[0033] Premièrement, l'utilisation d'un réseau de neurones permet d'approximer (i.e. d'interpoler) une fonction d'estimation optimale - par rapport à une fonction objectif ou à un critère d'optimisation donné - de l'avance temporelle et/ou du décalage de fréquence porteuse. Comme détaillé plus loin, il est en particulier proposé d'utiliser un réseau de neurones basé sur un modèle analytique du signal de corrélation.

[0034] Deuxièmement, le réseau de neurones prend en entrée uniquement le sous-ensemble d'échantillons du signal de corrélation et traite donc une faible quantité d'échantillons. En conséquence, ce mode de réalisation permet d'utiliser un réseau de neurones de faible complexité et de faible latence qui peut être avantageusement mis en oeuvre en temps réel sur les systèmes de communication déployés.

[0035] Pour ces raisons, ce mode de réalisation fournit une solution précise pour estimer l'avance temporelle et/ou le décalage de fréquence porteuse avec une mise en oeuvre de faible complexité et de faible latence.

[0036] Selon un mode de réalisation, le procédé comprend en outre un affinement, à partir dudit au moins un paramètre estimé, d'une avance temporelle approximative estimée en utilisant l'indice dudit échantillon d'amplitude maximale.

[0037] Selon un mode de réalisation, le procédé comprend en outre une égalisation de signaux reçus du premier dispositif de communication à partir dudit au moins un paramètre estimé.

[0038] Les estimations obtenues de l'avance temporelle et/ou du décalage de fréquence sont utilisées dans ce mode de réalisation par le deuxième dispositif de communication (e.g. une station de base) pour égaliser les signaux ultérieurs reçus à partir du premier dispositif de communication (e.g. un terminal). Par exemple, la solution proposée peut être utilisée pour compenser le décalage de fréquence porteuse au sein d'une station de base.

[0039] Les estimations précises de l'avance temporelle et/ou du décalage de fréquence porteuse fournies par la solution proposée permettent d'améliorer l'égalisation des signaux reçus. Il en résulte une amélioration des performances de communication (e.g. moins d'erreurs de démodulation, des taux de transmission atteignables plus élevés).

[0040] Selon un mode de réalisation, les premier et/ou deuxième dispositifs de communication sont conformes aux normes 4G et/ou 5G. De même, selon un mode de réalisation, les signaux reçus du premier dispositif de communication sont conformes aux normes 4G et/ou 5G.

[0041] Selon ces modes de réalisation, la solution proposée s'applique aux réseaux 4G et/ou 5G, i.e. aux normes technologiques de quatrième génération et/ou de cinquième génération pour les réseaux cellulaires. Par exemple, le premier dispositif de communication peut être un terminal mobile (e.g. un terminal utilisateur) et le deuxième dispositif de communication peut être une station de base (e.g. une station eNB, ou une station gNB).

[0042] Dans la présente divulgation, il est entendu par « 4G » la norme définie par au moins l'une des versions suivantes du Third Generation Partnership Project (3GPP) : la version 8, publiée en mars 2009 ; la version 9, publiée en mars 2010 ; la version 10, publiée en juin 2011 ; la version 11, publiée en mars 2013 ; la version 12, publiée en mars 2015 ; la version 13, publiée en mars 2016 ; et la version 14, publiée en juin 2017. Et dans la présente divulgation, il est entendu par « 5G » la norme définie par au moins l'une des versions suivantes du 3GPP : la version 15, publiée en juin 2019 ; la version 16, publiée en juillet 2020 ; et la version 17, publiée en juin 2022.

[0043] Il convient de mentionner que la solution proposée peut également s'appliquer aux réseaux cellulaires au-delà de la cinquième génération, et plus généralement à d'autres systèmes de communication.

[0044] Selon un autre aspect, l'invention propose un procédé d'entraînement d'un estimateur d'au moins un paramètre parmi une avance temporelle et un décalage de fréquence entre un premier dispositif de communication et un deuxième dispositif de communication, ledit procédé comprenant : une obtention d'au moins un paramètre estimé parmi une avance temporelle et un décalage de fréquence en fournissant audit estimateur un sous-ensemble d'échantillons d'un signal de corrélation d'entraînement ; une évaluation d'une fonction objectif à partir du sous-ensemble d'échantillons d'entraînement et dudit au moins un paramètre estimé ; et une mise à jour dudit estimateur pour optimiser la fonction objectif.

[0045] Par « optimisation d'une fonction objectif », il est entendu soit la minimisation d'une fonction de coût, soit la maximisation d'une fonction de gain. Par exemple, l'estimateur peut être entraîné en utilisant une descente de gradient (respectivement, une remontée de gradient) pour minimiser une fonction de coût (respectivement, maximiser une fonction de gain).

[0046] Le procédé proposé pour entraîner un estimateur présente les avantages décrits ci-dessus en relation avec le procédé proposé pour estimer une avance temporelle et/ou un décalage de fréquence.

[0047] En particulier, et de manière similaire au procédé d'estimation décrit ci-dessus, le sous- ensemble d'échantillons d'entraînement comprend un ou plusieurs groupes disjoints d'échantillons consécutifs du signal de corrélation d'entraînement, un desdits groupes comprenant un échantillon d'amplitude maximale du signal de corrélation d'entraînement, et lesdits groupes comprenant un même nombre prédéfini d'échantillons dont les indices sont fonction de l'indice dudit échantillon d'amplitude maximale.

[0048] En outre, le procédé d'entraînement proposé peut comprendre de multiples itérations desdites étapes d'obtention, d'évaluation et de mise à jour. Les itérations d'entraînement peuvent être réalisées respectivement pour des sous-ensembles d'échantillons d'entraînement distincts.

[0049] Selon un mode de réalisation, ledit estimateur est ou comprend un réseau de neurones.

[0050] Selon un mode de réalisation, la fonction objectif est exprimée par :

[0051] où : c(l’) est le sous-ensemble d'échantillons d'entraînement ; l' désigne les indices des échantillons de c(l’) ; â et ê désignent une avance temporelle et un décalage de fréquence estimés par ledit estimateur à partir de c(l’) ; et f(l',â,ê) désigne une fonction de ï , â et ê.

[0052] Selon un mode de réalisation, la fonction est représentative d'un modèle analytique exprimant un sous-ensemble d'échantillons d'un signal de corrélation sans bruit.

[0053] La fonction objectif proposée ici est une fonction de coût représentative de la distance (par rapport à ||-|| ² ) entre : les échantillons de corrélation fournis en entrée ; et le modèle des échantillons de corrélation sans bruit, étant donné une avance temporelle â et un décalage de fréquence ê. Selon ce mode de réalisation, la solution proposée exploite un auto-encodeur, entraîné pour minimiser la différence entre : un signal d'entrée (i.e. les échantillons de corrélation fournis en entrée) ; et un signal de sortie reconstruit (i.e. le modèle des échantillons de corrélation sans bruit).

[0054] En effet, pour les canaux à bruit gaussien, l'optimisation de cette fonction objectif correspond à la maximisation de la fonction de vraisemblance. L'estimateur est donc entraîné à ap- proximer (i.e. interpoler) l'estimateur de maximum de vraisemblance de l'avance temporelle et/ou du décalage de fréquence. En d'autres termes, l'avance temporelle et/ou le décalage de fréquence estimés sont obtenus de sorte que les échantillons de corrélation observés soient les plus probables.

[0055] Par conséquent, ce mode de réalisation permet de fournir un estimateur entraîné à délivrer en sortie les estimations optimales - par rapport au critère de maximum de vraisemblance - de l'avance temporelle et/ou du décalage de fréquence porteuse.

[0056] Plus généralement, il est supposé que l'estimateur proposé (basé sur le critère de maximum de vraisemblance) est l'estimateur non biaisé à variance minimale, et qu'il est pour cette raison optimal en termes de précision. En effet, comme détaillé plus loin, il peut être montré que les estimations obtenues de l'avance temporelle et du décalage de fréquence porteuse sont sans biais et atteignent la variance la plus faible réalisable (i.e. la borne de Cramer-Rao).

[0057] Selon un mode de réalisation, ledit sous-ensemble d'échantillons d'entraînement c(Z’) est généré en utilisant des simulations d'un système de communication comprenant les premier et deuxième dispositifs. Selon un mode de réalisation, ledit sous-ensemble d'échantillons d'entraînement c(i’) est généré en ajoutant du bruit à des échantillons exprimés par le modèle analytique f(l’,a,E), a et E désignant une avance temporelle et un décalage de fréquence.

[0058] Selon ces modes de réalisation, l'estimateur est entraîné à l'aide de données d'entraînement synthétiques (i.e. générées par ordinateur), générées par un simulateur du système de communication, ou à l'aide d'un modèle analytique auquel est ajouté du bruit. Par exemple, l'estimateur peut être entraîné en laboratoire (i.e. par entraînement hors ligne) à l'aide de données d'entraînement synthétiques avant son déploiement dans un système de communication.

[0059] Ces mises en oeuvre permettent de fournir un estimateur précis de l'avance temporelle et/ou du décalage de fréquence pour divers scénarios de déploiement. En effet, l'estimateur peut être entraîné sur des données représentatives de divers scénarios, par exemple différentes valeurs d'avance temporelle et de décalage de fréquence, différents rapports signal/bruit, ou différentes conditions de propagation.

[0060] Selon un autre aspect, l'invention propose un estimateur d'au moins un paramètre parmi une avance temporelle et un décalage de fréquence entre un premier dispositif de communication et un deuxième dispositif de communication, ledit estimateur ayant été entraîné par un procédé conforme à l'invention. L'estimateur est en outre configuré pour estimer ledit au moins un paramètre à partir d'un sous-ensemble d'échantillons d'un signal de corrélation, ledit signal de corrélation étant basé sur un signal reçu du premier dispositif de communication et un signal de référence.

[0061] Selon un mode de réalisation, ledit estimateur est ou comprend un réseau de neurones qui a été entraîné par un procédé conforme à l'invention. En conséquence, l'invention s'étend à un support d'informations lisible par ordinateur sur lequel est stocké un programme pour mettre en oeuvre un réseau de neurones conforme à l'invention. Ledit programme comprend des instructions qui, lorsque le programme est exécuté par au moins un processeur ou un ordinateur, conduisent ledit au moins un processeur ou ordinateur à mettre en oeuvre un procédé conforme à l'invention. Par ailleurs, l'invention propose également un support lisible par ordinateur sur lequel sont stockées des données représentatives d'un réseau de neurones conforme à l'invention telles que des hyperpara mètres et/ou des poids du réseau de neurones.

[0062] Selon un autre aspect, l'invention propose un dispositif de communication, dit premier dispositif de communication, comprenant au moins un processeur et une mémoire sur laquelle est stocké un programme pour mettre en oeuvre un procédé comprenant une transmission d'un préambule généré à partir d'un signal de référence.

[0063] Selon un autre aspect, l'invention propose un dispositif de communication, dit deuxième dispositif de communication, comprenant au moins un processeur et une mémoire sur laquelle est stocké un programme pour mettre en oeuvre un procédé conforme à l'invention.

[0064] Selon un autre aspect, l'invention propose un système de communication comprenant : un premier dispositif de communication conforme à l'invention ; et un deuxième dispositif de communication conforme à l'invention.

[0065] Selon un autre aspect, l'invention propose un programme d'ordinateur comprenant des instructions qui, lorsque le programme est exécuté par au moins un processeur ou un ordinateur, conduisent ledit au moins un processeur ou ordinateur à mettre en oeuvre un procédé conforme à l'invention. [0066] Il convient de noter que les programmes informatiques auxquels il est fait référence ici peuvent utiliser n'importe quel langage de programmation et se présenter sous la forme d'un code source, d'un code objet ou d'un code intermédiaire entre un code source et un code objet, par exemple sous une forme partiellement compilée, ou sous toute autre forme souhaitable.

[0067] Selon un autre aspect, l'invention propose un support d'informations lisible par ordinateur sur lequel est stocké le programme informatique conforme à l'invention.

[0068] Le support lisible par ordinateur auquel il est fait référence dans cette déclaration peut être toute entité ou dispositif en mesure de stocker le programme et lisible par tout équipement informatique comportant un ordinateur. Par exemple, le support peut comporter un support de stockage ou un support de stockage magnétique, tel qu'un disque dur. En variante, le support de stockage peut correspondre à un circuit intégré d'ordinateur dans lequel le programme est incorporé et adapté pour exécuter un procédé tel que décrit ci-dessus ou pour être utilisé dans l'exécution d'un tel procédé.

[0069] Il convient de souligner que l'estimateur, les dispositifs de communication, le système de communication, le programme et le support proposés présentent les avantages décrits ci-dessus en relation avec le procédé proposé pour estimer une avance temporelle et/ou un décalage de fréquence.

Brève description des dessins

[0070] La FIG. 1 illustre un système de communication selon des modes de réalisation de l'invention.

[0071] La FIG. 2 illustre des étapes d'un procédé d'estimation d'une avance temporelle et/ou d'un décalage de fréquence selon des modes de réalisation de l'invention.

[0072] La FIG. 3 illustre une architecture d'un dispositif de communication selon des modes de réalisation de l'invention.

[0073] La FIG. 4 illustre une architecture d'un dispositif de communication selon des modes de réalisation de l'invention.

[0074] La FIG. 5 illustre des étapes d'un procédé d'estimation d'une avance temporelle et/ou d'un décalage de fréquence selon des modes de réalisation de l'invention.

[0075] La FIG. 6 illustre un exemple d'un signal de corrélation utilisé par un procédé d'estimation d'une avance temporelle et/ou d'un décalage de fréquence selon des modes de réalisation de l'invention.

[0076] La FIG. 7 illustre un procédé d'entraînement d'un estimateur d'une avance temporelle et/ou d'un décalage de fréquence selon des modes de réalisation de l'invention. [0077] La FIG. 8 illustre une fonction objectif utilisée par un procédé d'entraînement d'un estimateur d'une avance temporelle et/ou d'un décalage de fréquence selon des modes de réalisation de l'invention.

[0078] La FIG. 9A et la FIG. 9B illustrent des performances d'un procédé d'estimation d'une avance temporelle et d'un décalage de fréquence selon des modes de réalisation de l'invention.

[0079] La FIG. 10 illustre un exemple d'architecture matérielle d'un système de communication selon des modes de réalisation de l'invention.

Description des modes de réalisation

[0080] D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention ressortiront de la description fournie ci-après de modes de réalisation de l'invention. Ces modes de réalisation sont donnés à titre d'exemple illustratif et sont dépourvus de tout caractère limitatif.

[0081] La FIG. 1 et la FIG. 2 illustrent respectivement un système de communication et des étapes d'un procédé d'estimation d'une avance temporelle et/ou d'un décalage de fréquence selon des modes de réalisation de l'invention. En particulier, ces figures sont ici décrites pour introduire brièvement le contexte de l'invention, les dispositifs de communication impliqués et les principales étapes du procédé proposé.

[0082] Comme mentionné précédemment, l'invention est particulièrement pertinente dans le contexte de la synchronisation en liaison montante entre un terminal et une station de base dans un réseau de communication mobile. La description suivante de la présente invention fera référence à ce contexte particulier, qui n'est donné qu'à titre d'exemple illustratif et ne doit pas limiter l'invention.

[0083] Un système de communication SYS comprend, selon un mode de réalisation illustré par la FIG. 1, un premier dispositif de communication TX et un deuxième dispositif de communication RX. Par exemple, le premier dispositif de communication TX peut être un terminal mobile tel qu'un terminal utilisateur et le deuxième dispositif de communication RX peut être une station de base.

[0084] Les premier TX et deuxième RX dispositifs de communication communiquent entre eux en utilisant un canal, par exemple un canal sans-fil. Les communications entre le premier dispositif TX et le deuxième dispositif RX sont ainsi impactées par une avance temporelle TA et un décalage de fréquence porteuse CFO.

[0085] L'avance temporelle TA caractérise le temps mis par le signal pour se propager du premier dispositif de communication TX au deuxième dispositif de communication RX, tandis que le décalage de fréquence porteuse CFO est dû à la différence entre les fréquences des oscillateurs des premier TX et deuxième RX dispositifs de communication, ainsi qu'à l'effet Doppler lié au déplacement d'un dispositif par rapport à l'autre. [0086] Les paramètres TA et CFO doivent être estimés et compensés en vue d'obtenir de meilleures performances de communication, e.g. en termes de débits de données atteignables et de fiabilité. À cette fin, le premier dispositif de communication TX transmet un préambule (i.e. un signal de synchronisation connu des deux dispositifs) qui est exploité par le deuxième dispositif de communication RX pour estimer les paramètres TA et CFO.

[0087] Le premier dispositif de communication TX comprend un générateur de préambule PG configuré pour générer un préambule PR à partir d'un signal de référence REF (connu des deux dispositifs), ledit préambule PR étant transmis par le premier dispositif de communication TX. La transmission du préambule PR peut impliquer, selon des modes de réalisation, différentes opérations de traitement telles que la répétition, la modulation, l'amplification, etc.

[0088] Le deuxième dispositif de communication RX comprend, selon un mode de réalisation illustré par la FIG. 1, au moins un des éléments suivants : un corrélateur XC ; un détecteur DET ; et un estimateur EST.

[0089] L'architecture du deuxième dispositif de communication RX est décrite ci-après en référence aux étapes de la FIG. 2, le deuxième dispositif de communication RX peut être configuré pour mettre en oeuvre au moins une des étapes S100 à S400.

[0090] Le deuxième dispositif de communication RX est configuré, selon un mode de réalisation, pour obtenir, à l'étape S100, un signal reçu RCD. La réception du signal RCD peut impliquer différentes opérations de traitement telles que l'amplification, le filtrage, la démodulation, etc. En particulier, le signal RCD est reçu en provenance du premier dispositif de communication TX, par exemple via un canal sans-fil. En conséquence, le signal reçu RCD peut être représentatif du préambule PR transmis impacté par les effets de canal comportant du bruit, une propagation par trajets multiples, une atténuation, etc.

[0091] Le corrélateur XC est configuré, selon un mode de réalisation, pour obtenir, à l'étape S200, un signal de corrélation COR à partir du signal reçu RCD et du signal de référence REF. Typiquement, le signal de corrélation COR est représentatif d'une corrélation croisée entre le préambule PR transmis et le signal de référence REF.

[0092] Le détecteur DET est configuré, selon un mode de réalisation, pour détecter, à l'étape S300, la transmission d'un préambule PR par le premier dispositif de communication TX à partir du signal de corrélation COR. Comme indiqué précédemment, une première tâche de la synchronisation en liaison montante consiste à détecter la transmission d'un préambule.

[0093] L'estimateur EST est configuré, selon un mode de réalisation, pour estimer, à l'étape S400, l'avance temporelle TA et/ou le décalage de fréquence porteuse CFO entre les premier TX et deuxième RX dispositifs de communication à partir du signal de corrélation COR. Plus précisément, l'estimateur EST réalise l'étape d'estimation S400 si, et seulement si, le préambule PR est détecté dans le signal reçu RCD pendant l'étape S300. [0094] La FIG. 3 illustre une architecture d'un dispositif de communication selon des modes de réalisation de l'invention. Précisément, la FIG. 3 détaille davantage l'architecture du premier dispositif de communication TX précédemment décrit en référence à la FIG. 1 et le procédé pour générer le préambule PR à partir d'un signal de référence REF.

[0095] Dans un mode de réalisation particulier, le signal de référence REF est une séquence de Zadoff-Chu qui peut être exprimée par :

[0096] où N est la longueur de la séquence, u est la racine de la séquence de Zadoff-Chu, (•)« désigne l'opération modulo-N, C _v = v ■ N _cs , N _cs est un décalage cyclique et v e [0,63]. Précisément, le signal de référence REF est une séquence de Zadoff-Chu dont la longueur N est un nombre premier.

[0097] Selon un mode de réalisation illustré par la FIG. 3, la génération du préambule PR comprend au moins l'une des étapes suivantes : une application d'une transformée de Fourier (e.g. une transformée de Fourier discrète DFT, ou une transformée de Fourier rapide FFT) au signal de référence REF ; une modulation en fréquence (« sub-carrier frequency mapping » en anglais) du signal obtenu en sortie de la transformée de Fourier ; et une application d'une transformée de Fourier inverse (e.g. une transformée de Fourier discrète inverse iDFT ou une transformée de Fourier rapide inverse iFFT) au signal modulé en fréquence. En particulier, ces étapes permettent d'intégrer le préambule PR dans les ressources en fréquence.

[0098] Le signal obtenu en sortie de la transformée de Fourier inverse peut être répété et un préfixe cyclique peut être ajouté. Il convient de mentionner que dans le contexte des réseaux 5G, les préambules sont générés à partir de séquences de Zadoff-Chu selon différents formats, e.g. différentes longueurs, différentes plages de fréquences, etc.

Le préambule PR généré par le premier dispositif de communication TX est transmis par exemple en utilisant l'antenne TX_ANT du premier dispositif de communication TX.

[0099] La FIG. 4 et la FIG. 5 illustrent respectivement une architecture d'un dispositif de communication et des étapes d'un procédé pour estimer une avance temporelle et/ou un décalage de fréquence selon des modes de réalisation de l'invention. Précisément, la FIG. 4 détaille davantage l'architecture du deuxième dispositif de communication RX et la FIG. 5 détaille les étapes S100 à S400.

[0100] Selon un mode de réalisation illustré par les FIG. 4 et 5, le procédé proposé pour estimer une avance temporelle TA et/ou un décalage de fréquence CFO est mis en oeuvre par le deuxième dispositif de communication RX et comprend au moins une des étapes S100 à S500 décrites ci- dessous. [0101] Selon un mode de réalisation, le deuxième dispositif de communication RX comprend : une unité radio RX_RU configurée pour obtenir le signal reçu RCD ; et une unité numérique RX_DU configurée pour estimer l'avance temporelle TA et/ou un décalage de fréquence CFO en utilisant le signal reçu RCD.

[0102] Pour obtenir le signal reçu RCD à l'étape S100, le deuxième dispositif de communication RX est configuré, selon des modes de réalisation, pour réaliser au moins l'une des étapes SI 10 à S 140 suivantes.

[0103] Le deuxième dispositif de communication RX est configuré, selon un mode de réalisation, pour acquérir, à l'étape S110, un signal radio r(t) en utilisant l'antenne RX_ANT du deuxième dispositif de communication.

[0104] Le deuxième dispositif de communication RX est configuré, selon un mode de réalisation, pour supprimer, à l'étape S120, un préfixe cyclique et obtenir un signal y nTs) échantillonné à partir du signal radio r(t). En particulier, l'étape S120 comprend le traitement du signal radio r(t) en utilisant une tête radiofréquence (dite « radio-frequency front-end RF-FE » en anglais) du deuxième dispositif de communication pour obtenir le signal y(nTs) échantillonné (i.e. discret). Par ailleurs, l'étape S120 peut comprendre une décimation et un filtrage du signal radio r(t), qui est typiquement utilisé pour les préambules de format long afin de réduire la taille de la FFT par la suite.

[0105] Le deuxième dispositif de communication RX est configuré, selon un mode de réalisation, pour appliquer, à l'étape S130, une transformée de Fourier au signal y(nTs) pour obtenir un signal Y(m).

[0106] Le deuxième dispositif de communication RX est configuré, selon un mode de réalisation, pour extraire, à l'étape S140, le signal reçu RCD du signal Y m). En d'autres termes, l'étape S140 consiste à réaliser une démodulation en fréquence (« frequency demapping »). Par ailleurs, lorsque le signal de référence REF est répété au sein du préambule PR, l'étape S140 peut comprendre une combinaison des répétitions de séquence dans le domaine fréquentiel.

[0107] Le corrélateur XC est configuré, selon un mode de réalisation, pour réaliser les étapes S210 à S230 suivantes pour obtenir le signal de corrélation COR. Comme le montre la FIG. 4, le corrélateur XC prend en entrée les échantillons du signal reçu RCD et les échantillons du signal de référence REF.

[0108] Selon ce mode de réalisation, le corrélateur XC est configuré pour appliquer, à l'étape S210, une DFT conjuguée (i.e. une DFT puis une conjugaison) aux échantillons du signal de référence REF. Par conséquent, le corrélateur XC obtient de multiples coefficients a _m * , qui correspondent à une représentation complexe conjuguée dans le domaine fréquentiel du signal de référence REF.

[0109] Le corrélateur XC est configuré, selon ce mode de réalisation, pour multiplier, à l'étape S220, des échantillons du signal reçu RCD par les coefficients obtenus a,', _t et appliquer, à l'étape S230, une transformée iDFT au résultat de la multiplication pour obtenir le signal de corrélation COR (un signal numérique comprenant des échantillons multiples).

[0110] De la sorte, le corrélateur XC met en oeuvre un filtre adapté dans le domaine fréquentiel. En conséquence, le signal de corrélation COR obtenu est donc représentatif d'une corrélation croisée entre le préambule PR transmis par le premier dispositif de communication TX et le signal de référence REF. À titre illustratif, un exemple d'un signal de corrélation COR est représenté dans la FIG. 6 et décrit ci-dessous.

[0111] Il est toutefois important de noter que, dans le cadre de l'invention, d'autres mises en oeuvre du corrélateur XC peuvent être envisagées, comme l'utilisation d'une corrélation croisée dans le domaine temporel.

[0112] Le détecteur PET est configuré, selon un mode de réalisation, pour détecter, à l'étape S300, la transmission du préambule PR par le premier dispositif de communication TX à partir du signal de corrélation COR.

[0113] Par exemple, le détecteur DET peut mettre en oeuvre un critère de décision de détection à partir d'un profil de retard de puissance du signal de corrélation COR. Précisément, le détecteur DET, selon ce mode de réalisation particulier, détecte le préambule PR si l'amplitude quadratique d'un échantillon du signal de corrélation COR est supérieure à un seuil prédéfini. Dans le cadre de l'invention, d'autres mises en oeuvre du détecteur DET pourraient être envisagées.

[0114] Selon un mode de réalisation, le détecteur DET est configuré pour obtenir et délivrer en sortie l'indice LP du pic de corrélation principal CPK1 détecté, i.e. l'indice de l'échantillon d'amplitude maximale du signal de corrélation COR.

[0115] En particulier, le détecteur DET est configuré pour obtenir, à l'étape S310, une estimation approximative de l'avance temporelle TA à partir de l'indice LP du pic de corrélation principal CPK1 détecté. En conséquence, la précision de l'estimation approximative de l'avance temporelle TA est limitée à un multiple de la période d'échantillonnage.

[0116] L'estimateur EST est configuré, selon un mode de réalisation, pour estimer, à l'étape S400, l'avance temporelle TA et/ou le décalage de fréquence porteuse CFO à partir du signal de corrélation COR. En particulier, l'estimateur est configuré pour mettre en oeuvre les étapes S410 et S420 suivantes.

[0117] L'estimateur EST est configuré, selon ce mode de réalisation, pour sélectionner, à l'étape S410, un sous-ensemble d'échantillons SUB du signal de corrélation COR. Comme détaillé ci-après l'estimateur EST réalise, à l'étape S410, une extraction de caractéristiques et sélectionne les échantillons les plus significatifs du signal de corrélation pour l'estimation.

[0118] En conséquence, l'estimateur EST est configuré pour estimer l'avance temporelle TA et/ou le décalage de fréquence CFO à partir du sous-ensemble d'échantillons SUB. En particulier, l'estimateur EST est configuré pour fournir le sous-ensemble d'échantillons SUB en entrée d'un encodeur ENC, qui délivre en sortie l'estimation â de l'avance temporelle et/ou l'estimation ê du décalage de fréquence.

[0119] La description ci-dessus donne une vue d'ensemble de la solution proposée (i.e. l'architecture des dispositifs de communication proposés, les étapes du procédé proposé). À partir de cette vue d'ensemble, la mise en oeuvre de l'estimateur EST est détaillée ci-dessous en référence à la FIG. 6. Plus généralement, la FIG. 6 est utilisée pour décrire le principe de la solution proposée et ses avantages.

[0120] La FIG. 6 illustre un exemple d'un signal de corrélation utilisé pour estimer une avance temporelle et/ou un décalage de fréquence selon des modes de réalisation de l'invention. Plus précisément, la FIG. 6 illustre un graphique de l'amplitude quadratique |c(Z) | ² (axe y) d'un signal de corrélation COR en fonction de l'indice d'échantillon l (axe x).

[0121] Un modèle analytique du signal de corrélation COR est détaillé ci-après. Nous considérons un canal à trajet unique sans bruit entre les premier TX et deuxième RX dispositifs de communication avec une avance temporelle TA r et un décalage de fréquence CFO 5f. Par ailleurs, nous considérons que le signal de référence REF est une séquence de Zadoff-Chu telle que définie par l'Éq. 1. Il peut être montré théoriquement que le modèle proposé basé sur un canal à trajet unique permet également de modéliser des canaux à trajets multiples, étant donné que la durée du signal de référence (typiquement, 1 ms) est grande par rapport à l'étalement des retards de ces canaux (typiquement, 50 à 500 ns).

[0122] Il peut être montré que le signal de corrélation COR obtenu par le corrélateur XC, selon les modes de réalisation ci-dessus, peut être exprimé par :

[0123] où Z e [O,ZV - 1] est l'indice d'échantillon, N est la longueur du signal de référence REF, ü est l'inverse multiplicatif modulaire de u la racine du signal de référence REF, i.e. üu = KN + 1. Les paramètres a représentent respectivement l'avance temporelle et le décalage de fréquence normalisés. T _s est la période d'échantillonnage et àf _RA est l'espacement entre sous- porteuses utilisé par le système de communication SYS de sorte que T _s = — - — , L désignant la

RA’ taille de l'iDFT du premier dispositif de communication TX.

[0124] Les termes et fonctions A", <p, S _L et S dans l'Éq. 2 sont définis comme suit :

[0125] où h est le gain complexe de canal, 0 le facteur d'amplitude pour le signal transmis par le premier dispositif de communication TX, N _CP est la longueur du préfixe cyclique et K est défini par üu = KN + 1 comme indiqué précédemment.

[0126] Les simulations numériques ont montré que la majeure partie de l'énergie (> 85 %) du signal de corrélation COR est concentrée sur les termes avec d e {- 1, 0, 1} dans la somme de l'Éq. 2. Par conséquent, le signal de corrélation COR c(Z) peut être approximé avec précision par un modèle simplifié ê(Z) exprimé par :

[0127] Le modèle simplifié ê(Z) dans l'Éq. 3 implique une somme de trois termes, qui correspondent aux trois pics de corrélation les plus grands CPK1-CPK3 dans le signal de corrélation COR. En ce qui concerne la FIG. 6, le premier terme pour d = 0 correspond au pic de corrélation principal CPK1 et les deux autres termes d = - 1, 1 correspondent aux pics de corrélation secondaires CPK2, CPK3.

[0128] L'indice LP (également désigné par Z _p ) du pic de corrélation principal CPK1 est obtenu par le détecteur DET et est fourni en entrée de l'estimateur EST. Les indices l _p+ et l _p _ des deux autres pics de corrélation CPK2 et CPK3 peuvent être obtenus sur la base (i.e. sont fonction) de l'indice l _p du pic de corrélation principal CPK1 en utilisant les expressions suivantes : l _p+ = (l _p + ü) ; et

[0129] La mise en oeuvre de l'estimateur EST s'appuie sur le modèle analytique et les résultats de simulation ci-dessus pour estimer avec précision l'avance temporelle TA a et/ou le décalage de fréquence CFO s. En particulier, la sélection, à l'étape S410, du sous-ensemble d'échantillons SUB utilisé pour l'estimation est basée sur les résultats ci-dessus.

[0130] Le sous-ensemble d'échantillons SUB du signal de corrélation COR peut être défini comme suit en référence à la FIG. 6.

[0131] Comme discuté précédemment, la majeure partie de l'énergie du signal de corrélation COR est concentrée sur les trois pics de corrélation les plus grands CPK1-CPK3 d'indice respectif l _p , l _p+ et l _p _. Par conséquent, le sous-ensemble d'échantillons SUB comprend, selon un mode de réalisation, trois groupes Gl, G2, G3 d'échantillons du signal de corrélation COR, chaque groupe comprenant un des pics de corrélation CPK1, CPK2, CPK3.

[0132] Toutefois, dans le cadre de l'invention, il pourrait également être envisagé des modes de réalisation dans lesquels le sous-ensemble d'échantillons SUB comprend plus de trois groupes, chaque groupe comprenant un pic de corrélation d'indice Z = (l _p + kü) _N avec k e Z. [0133] Selon un mode de réalisation, chacun des groupes G1-G3 du sous-ensemble SUB comprend des échantillons autour de chaque pic de corrélation CPK1-CPK3. En d'autres termes, chaque groupe G1-G3 comprend respectivement de multiples échantillons consécutifs comportant un des pics de corrélation CPK1-CPK3.

[0134] L'utilisation de multiples échantillons autour des pics de corrélation CPK1-CPK3 permet d'estimer avec précision l'avance temporelle TA pour les canaux à trajets multiples, i.e. en présence de multiples trajets de propagation avec différents retards normalisés a’. Par conséquent, le nombre d'échantillons dans chaque groupe G1-G3 du sous-ensemble SUB peut être fixé en fonction de l'étalement de retard du canal entre les premier TX et deuxième RX dispositifs de communication. Il convient de noter que l'avance temporelle a (respectivement T) représente le retard normalisé moyen (respectivement le retard moyen) des multiples trajets de propagation du canal.

[0135] Par exemple, la sélection de 3 échantillons dans chaque groupe G1-G3 (i.e. un pic de corrélation et un échantillon de chaque côté de celui-ci) permet d'exploiter les composantes de propagation par trajets multiples dont les retards a’ vont jusqu'à ± une période d'échantillonnage T _s , i.e. - 1 < a’ < 1. De même, des groupes de 5 échantillons (comme le montre la FIG. 6) peuvent être utilisés pour des retards a’ allant jusqu'à ± deux fois la période d'échantillonnage T _s , i.e.

- 2 < a’ < 2 ; et des groupes de 7 échantillons pour des retards a’ allant jusqu'à ± trois fois la période d'échantillonnage T _s , i.e. - 3 < a’ < 3.

[0136] Par conséquent, le nombre d'échantillons dans chaque groupe G1-G3 du sous-ensemble SUB est fixé à 3, 5, ou 7 échantillons selon des modes de réalisation. Ainsi, le nombre d'échantillons dans le sous-ensemble SUB respectivement est égal à 9 (i.e. 3 des groupes de 3 échantillons), 15 (i.e. 3x5), et 21 (i.e. 3x7).

[0137] L'encodeur ENC est, selon un mode de réalisation, un réseau de neurones prenant en entrée le sous-ensemble d'échantillons SUB et délivrant une estimation â de l'avance temporelle TA et/ou ê du décalage de fréquence CFO.

[0138] Par exemple, le réseau de neurones ENC est entièrement connecté et comprend : une couche d'entrée de 42 neurones (i.e. 3 des groupes de 7 échantillons complexes) ; trois couches cachées de respectivement 42, 22, et 8 neurones ; et une couche de sortie 2 neurones (i.e. des estimations â et ê). En outre, des fonctions d'activation de type sigmoïdes peuvent être utilisées pour les couches d'entrée et cachées, et des fonctions d'activation linéaires peuvent être utilisées pour la couche de sortie. Il convient de mentionner que le réseau de neurones ENC comprend un nombre limité de neurones et présente donc une faible complexité de mise en oeuvre.

[0139] Il est à noter que, selon un mode de réalisation, l'encodeur ENC utilise les valeurs complexes (i.e. les amplitudes et les phases) des échantillons du sous-ensemble SUB pour estimer conjointement l'avance temporelle TA et le décalage de fréquence CFO. [0140] La solution proposée permet d'estimer avec précision ces paramètres critiques tout en maintenant une implémentation de faible complexité. La solution proposée peut avantageusement être mise en oeuvre en temps réel sur des systèmes de communication. En effet, la solution proposée permet d'estimer conjointement l'avance temporelle TA et le décalage de fréquence CFO en utilisant un réseau de neurones ENC de faible complexité ne prenant en entrée qu'un sous-ensemble SUB de quelques échantillons significatifs du signal de corrélation COR.

[0141] Dans le cadre de l'invention, il pourrait également être envisagé d'utiliser des moyens autres qu'un réseau de neurones pour mettre en oeuvre l'encodeur ENC, et ainsi estimer l'avance temporelle TA et/ou le décalage de fréquence CFO. Par exemple, d'autres algorithmes d'apprentissage automatique pourraient être utilisés.

[0142] Le procédé proposé pour entraîner l'estimateur EST est présenté ci-dessous en référence aux FIG. 7 et 8. En outre, la performance de l'estimateur EST est discutée en référence aux FIG. 9A et 9B.

[0143] L'utilisation par le système de communication SYS de l'avance temporelle TA et du décalage de fréquence CFO estimés est exemplifiée ci-dessous.

[0144] En particulier, l'avance temporelle TA estimée est, selon un mode de réalisation, utilisée, au cours d'une étape S500, pour affiner ou remplacer l'avance temporelle approximative estimée par le détecteur DET.

[0145] Selon un mode de réalisation, l'estimation â de l'avance temporelle TA est transmise au premier dispositif de communication TX pour correction. Cela permet d'intégrer les transmissions ultérieures du premier dispositif de communication TX dans des ressources temps-fréquence restreintes avec d'autres dispositifs de communication.

[0146] Il pourrait également être envisagé d'égaliser les signaux ultérieurs reçus en provenance du premier dispositif de communication TX (i.e. les données reçues suivantes) en utilisant l'avance temporelle TA et le décalage de fréquence CFO estimés. Par exemple, l'estimation de la fréquence porteuse CFO peut être fournie à une couche supérieure pour la compensation du décalage de fréquence pour les données reçues suivantes.

[0147] La FIG. 7 et la FIG. 8 illustrent respectivement un procédé d'entraînement d'un estimateur d'une avance temporelle et/ou d'un décalage de fréquence et une fonction objectif utilisée pour entraîner l'estimateur selon des modes de réalisation de l'invention.

[0148] Précisément, la FIG. 7 illustre l'entraînement de l'encodeur ENC proposé, qui estime l'avance temporelle TA et/ou le décalage de fréquence CFO à partir du sous-ensemble d'échantillons SUB du signal de corrélation COR.

[0149] Comme mentionné précédemment, l'encodeur ENC peut être un réseau de neurones. La description suivante du procédé d'entraînement proposé fera référence à ce mode de réalisation particulier, qui n'est donnée qu'à titre d'exemple illustratif et ne doit pas limiter l'invention. [0150] Le procédé pour entraîner l'estimateur EST, selon des modes de réalisation, comprend au moins l'une des étapes suivantes illustrées par la FIG. 7.

[0151] Le procédé pour entraîner l'estimateur comprend, selon un mode de réalisation, une fourniture en entrée de l'encodeur ENC d'un sous-ensemble d'échantillons d'entraînement TR_SUB d'un signal de corrélation TR_COR. De la sorte, une avance temporelle TA estimée â et/ou un décalage de fréquence CFO estimé ê sont obtenus en sortie de l'encodeur ENC.

[0152] Le procédé pour entraîner l'estimateur comprend, selon un mode de réalisation, une évaluation d'une fonction objectif LOS à partir du sous-ensemble d'échantillons d'entraînement TR_SUB et des estimations <2 et/ou ê obtenues. La fonction objectif LOS utilisée pour l'entraînement est discutée plus en détails ci-dessous.

[0153] Le procédé pour entraîner l'estimateur comprend, selon un mode de réalisation, une mise à jour de l'encodeur ENC pour optimiser la fonction objectif LOS. Par exemple, la mise à jour de l'encodeur ENC comprend une mise à jour des poids du réseau de neurones ENC pour optimiser la fonction objectif LOS en utilisant un algorithme de rétropropagation du gradient.

[0154] Selon un mode de réalisation, le procédé d'entraînement peut comprendre plusieurs itérations des étapes précédentes pour des sous-ensembles d'entraînement distincts TR_SUB.

[0155] La fonction objectif LOS utilisée pour l'entraînement, et plus généralement le procédé d'entraînement proposé, sont directement basés sur le modèle analytique du signal de corrélation COR présenté précédemment en référence à la FIG. 3.

[0156] Précisément, la fonction objectif LOS utilisée pour l'entraînement est dérivée de l'estimateur de maximum de vraisemblance de l'avance temporelle TA et du décalage de fréquence porteuse CFO dans le cadre du modèle analytique simplifié ci-dessus. Il convient de rappeler que l'objectif de l'estimation du maximum de vraisemblance est de trouver les paramètres qui rendent les données observées les plus probables dans le cadre du modèle supposé.

[0157] Nous utilisons ci-après les notations suivantes. Soit a représentant l'avance temporelle normalisée et s représentant le décalage de fréquence normalisé. L'avance temporelle et le décalage de fréquence estimés normalisés obtenus en sortie de l'encodeur ENC sont notés â et ê. On note c(I’) le sous-ensemble d'échantillons d'entraînement TR_SUB, V étant les indices des échantillons du sous-ensemble d'entraînement c(Z’). Les symboles en gras sont utilisés pour les vecteurs.

[0158] En considérant un canal à bruit gaussien et le modèle analytique simplifié, il s'ensuit que l'estimateur de maximum de vraisemblance de l'avance temporelle a et du décalage de fréquence £ est exprimé par :

(â,s) = arg min ||c(I') — ê(Z')|| ² . (Éq. 4) a, s, A" [0159] Dans l'équation ci-dessus, c(I’) représente le modèle analytique du signal de corrélation sans bruit en présence d'une avance temporelle a et d'un décalage de fréquence E pour les indices V comme défini dans l'Éq. 3.

[0160] Les estimations de maximum de vraisemblance â, ê sont définies comme les valeurs qui minimisent la distance (par rapport à la norme euclidienne ||-||) entre les échantillons de corrélation d'entrée c(I’) et les échantillons de corrélation sans bruit c(I’). En d'autres termes, les estimations â, ê sont sélectionnées de sorte que les échantillons de corrélation observés c(I’) soient les plus probables dans le cadre du modèle supposé.

[0161] En outre, nous pouvons voir dans l'Éq. 3 que c(I') = A" ■ f l' , a, £) avec f(l', â, £) une fonction exprimée par :

[0162] En pratique, le coefficient A” est inconnu. Pour cette raison, il est intéressant de reformuler l'estimateur de maximum de vraisemblance dans l'Éq. 4 (de sorte qu'il ne fasse plus intervenir le coefficient 4") comme suit :

[0163] L'expression de l'Éq. 6 fournit les estimations de maximum de vraisemblance â et ê. Cependant, le calcul des estimations â et s à l'aide de cette expression dans les systèmes de communication est difficile. Par exemple, une recherche exhaustive par quadrillage peut être trop complexe pour être mise en oeuvre en temps réel.

[0164] Par conséquent, il est proposé d'utiliser un réseau de neurones ENC pour approximer efficacement l'estimateur de maximum de vraisemblance de l'Éq. 6 et, ainsi, obtenir les estimations â et E. L'utilisation du réseau de neurones ENC permet une implémentation de faible latence et de faible complexité.

[0165] Selon ce mode de réalisation, l'entraînement du réseau de neurones ENC est basé sur l'expression de l'Éq. 6 en utilisant la fonction objectif LOS suivante :

[0166] Selon ce mode de réalisation, la fonction objectif LOS à optimiser pendant l'entraînement est une fonction de coût à minimiser. En fait, l'optimisation de cette fonction objectif LOS correspond à la maximisation de la fonction de vraisemblance.

[0167] À titre indicatif, le graphique de la FIG. 8 fournit une illustration de la fonction objectif LOS L de l'Éq. 7 en fonction des estimations obtenues â et ê. Nous pouvons conclure du graphique de la FIG. 8, et plus généralement des résultats des simulations numériques, que la fonction objectif LOS L est une fonction convexe bien posée avec un seul minimum global. [0168] Selon un mode de réalisation illustré par la FIG. 7, la fonction objectif LOS L peut être évaluée à l'aide d'un décodeur à partir du modèle analytique simplifié. Le décodeur est configuré pour évaluer f(l',â,E) à partir des estimations â et ê en utilisant l'expression de l'Éq. 5.

[0169] Il convient de souligner que l'optimisation de la fonction objectif LOS L de l'Éq. 7 correspond à la minimisation de la distance ||c(Z') - c(I')|| ² entre : c(I’) le sous-ensemble d'échantillons du signal de corrélation (i.e. un signal d'entrée) ; et c(I') le modèle analytique du signal de corrélation sans bruit pour une avance temporelle â et un décalage de fréquence ê (i.e. un signal de sortie reconstruit). Ainsi, ce mode de réalisation de la solution proposée exploite un réseau de neurones auto-encodeur.

[0170] Cependant, dans le cadre de l'invention, il pourrait également être envisagé d'utiliser d'autres procédés pour entraîner l'encodeur ENC, par exemple en utilisant une fonction de coût représentative de l'erreur entre l'avance temporelle a et le décalage de fréquence porteuse E et les estimations â et ê obtenues.

[0171] Le sous-ensemble d'échantillons d'entraînement TR SUB peut être généré par ordinateur. Ainsi, le procédé pour entraîner l'estimateur EST peut comprendre une génération d'au moins un sous-ensemble d'échantillons d'entraînement TR_SUB. En particulier, de multiples sous-ensembles d'entraînement TR_SUB d'échantillons de corrélation peuvent être générés avec différentes valeurs d'avance temporelle a et de décalage de fréquence E, et des rapports signal sur bruit (SNR, en anglais : « signal-to-noise ratio »), et ensuite utilisés pour de multiples itérations d'entraînement.

[0172] Selon un mode de réalisation particulier, la génération du sous-ensemble d'échantillons d'entraînement TR_SUB c(I’) comprend une évaluation du modèle analytique f(l’, a,E) et un ajout du bruit à celui-ci afin d'obtenir le sous-ensemble d'échantillons d'entraînement TR_SUB c(I’). Il convient de rappeler que la fonction f(l’, a, s) désigne un modèle analytique exprimant un signal de corrélation sans bruit.

[0173] Un exemple de mise en oeuyre du procédé d'entraînement proposé est à présent énoncé. Par exemple, le réseau de neurones ENC a été entraîné en utilisant un optimiseur Adam et 5000 sous-ensembles d'entraînement d'échantillons générés par simulation. Les sous-ensembles d'entraînement d'échantillons ont été générés avec différentes valeurs de a et E uniformément réparties dans la plage |a| < 3 et |E| < 1, et avec différentes valeurs de SNR allant de -10 dB à 20 dB. Ensuite, la solution proposée atteint, pour un signal de corrélation de test, une précision de 97 % pour l'estimation de l'avance temporelle a et de 92 % pour l'estimation du décalage de fréquence £

[0174] La FIG. 9A et la FIG. 9B illustrent des performances d'un procédé d'estimation d'une avance temporelle et/ou d'un décalage de fréquence selon des modes de réalisation de l'invention. Les graphiques des FIG. 9A et 9B montrent la relation entre la qualité du canal (axe x) et la precision de l'avance temporelle TA et du décalage de fréquence porteuse CFO estimés (axe y).

[0175] Précisément, le graphique de la FIG. 9A illustre la racine de l'erreur quadratique moyenne (RMSE, en anglais « root-mean square error ») de l'avance temporelle TA â estimée obtenue avec la solution proposée en fonction du SNR en dB. Le graphique de la FIG. 9B illustre la racine de l'erreur quadratique moyenne du décalage de fréquence porteuse CFO ê estimé obtenue avec la solution proposée en fonction du SNR en dB.

[0176] Afin d'évaluer la performance de la solution proposée, la racine de l'erreur quadratique moyenne des estimations â et ê sont comparées à la racine de leur borne de Cramer-Rao (CRLB, en anglais « Cramer-Rao Lower Bound ») respective. Il convient de rappeler que la borne de Cra- mer-Rao fournit la limite inférieure de la variance d'un estimateur sans biais, i.e. l'erreur quadratique moyenne minimale atteignable.

[0177] Nous considérons le modèle analytique précédemment exposé et un bruit gaussien complexe i^|2 à symétrie circulaire C/V(0, CT ² ), le SNR étant exprimé par p = . Il peut être montré en dérivant la borne de Cramer-Rao que les erreurs minimales atteignables AT _min (i.e. Aa _min • T _s ) et A5 _min (i.e. AE _min • A _M ) pour les estimations de l'avance temporelle T et du décalage de fréquence Sf sont données par :

[0178] Comme illustré par les FIG. 9A et 9B, les racines des erreurs quadratiques moyennes des estimations â et ê obtenues avec la solution proposée pour l'avance temporelle TA et le décalage de fréquence CFO se rapprochent de leur erreur minimale atteignable respective.

[0179] Comme discuté précédemment, la précision des solutions existantes pour l'estimation de l'avance temporelle est limitée à un multiple de la période d'échantillonnage. En revanche, la précision de la solution proposée n'est pas limitée à un multiple de la période d'échantillonnage et permet une estimation plus fine de l'avance temporelle (i.e. elle permet l'estimation d'une avance temporelle fractionnaire). Il convient de souligner que, par rapport à l'art antérieur, la solution proposée améliore sensiblement la précision de l'estimation pour l'avance temporelle TA et le décalage de fréquence porteuse CFO.

[0180] Plus généralement, il est supposé que l'estimateur proposé (à partir du critère de maximum de vraisemblance) est l'estimateur non biaisé à variance minimale et qu'il est, pour cette raison, optimal en termes de précision. En effet, les estimations de l'avance temporelle TA et du décalage de fréquence porteuse CFO sont sans biais (i.e. les valeurs des estimations sont en moyenne les vraies valeurs de ces paramètres) et atteignent leur CRLB à un SNR élevé (i.e. elles présentent la plus petite variance atteignable). [0181] La FIG. 10 illustre un exemple d'architecture matérielle d'un système de communication selon des modes de réalisation de l'invention.

[0182] Le premier dispositif de communication TX présente, selon un mode de réalisation, l'architecture matérielle d'un ordinateur. Comme le montre la FIG. 10, le premier dispositif de communication TX comprend au moins un processeur PROC_TX. Généralement, le processeur PROC_TX exécute des instructions pour réaliser les opérations du premier dispositif de communication TX et tout algorithme, procédé, fonction, processus, flux et procédure décrits dans la présente divulgation.

[0183] Le premier dispositif de communication TX comprend également, selon un mode de réalisation, des moyens de communication COM_TX qui sont utilisés par le premier dispositif de communication TX pour communiquer notamment avec le deuxième dispositif de communication RX. Aucune limitation n'est attachée à la nature des interfaces de communication entre les dispositifs de communication TX et RX, qui peuvent être filaires ou non filaires, et mettre en oeuvre tout protocole connu de l'homme du métier (Ethernet, Wi-Fi®, Bluetooth®, 3G, 4G, 5G, 6G, etc.).

[0184] Selon un mode de réalisation, le premier dispositif de communication TX comprend une mémoire MEM_TX qui constitue un support de stockage conforme à l'invention. La mémoire MEM_TX est lisible par le processeur PROC_TX et stocke un programme informatique PROG_TX conforme à l'invention, contenant des instructions pour effecteur les étapes mises en oeuvre par le premier dispositif de communication TX d'un procédé conforme à l'invention.

[0185] Le deuxième dispositif de communication RX présente, selon un mode de réalisation, l'architecture matérielle d'un ordinateur. Comme le montre la FIG. 10, le deuxième dispositif de communication RX comprend au moins un processeur PROC_RX. Généralement, le processeur PROC_RX exécute des instructions pour réaliser les opérations du deuxième dispositif de communication RX et tout algorithme, procédé, fonction, processus, flux et procédure décrits dans la présente divulgation.

[0186] Le deuxième dispositif de communication RX comprend également, selon un mode de réalisation, des moyens de communication COM_RX qui sont utilisés par le deuxième dispositif de communication RX pour communiquer en particulier avec le premier dispositif de communication TX.

[0187] Selon un mode de réalisation, le deuxième dispositif de communication RX comprend une mémoire MEM_RX qui constitue un support de stockage conforme à l'invention. La mémoire MEM_RX est lisible par le processeur PROC_RX et stocke un programme informatique PROG_RX conforme à l'invention, contenant des instructions pour effectuer les étapes, mises en oeuvre par le deuxième dispositif de communication RX, d'un procédé conforme à l'invention.