Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betrieb einer induktiven Ladevorrichtung, umfassend eine Primärspule und einen der Primärspule vorangeschalteten Wechselrichter mit einem Gleichspannungseingang und einem Wechselspannungsausgang, sowie einer dazwischen geschalteten ersten Induktivität, einer zweiten Induktivität, einer ersten

Schalterstufe und einer zweiten Schalterstufe, wobei die erste Schalterstufe mit dem Wechselspannungsausgang über die erste Induktivität und die zweite Schalterstufe mit dem Wechselspannungsausgang über die zweite Induktivität verbunden ist. Weiterhin betrifft die Erfindung eine Steuerung zur Durchführung eines Betriebsverf a h ren s für die genannte induktive Ladevorrichtung, eine induktive Ladevorrichtung mit der genannten Steuerung, sowie eine Verwendung einer induktiven Ladevorrichtung der genannten Art.

Aufgrund Ihrer Flexibilität und Benutzerfreundlichkeit kommen zunehmend Systeme für induktive Energieübertragung zum kontaktlosen Laden von Elektrofahrzeugen zum Einsatz. Dabei wird Energie von einer mit Wechselspannung beaufschlagten Primärspule auf eine fahrzeugseitig angeordnete Sekundärspule mit nachgeschaltetem Gleichrichter übertragen.

In einem solchen System wird üblicherweise ein magnetisches Wechselfeld im

Frequenzbereich von 25kHz bis 150kHz erzeugt, wobei die bevorzugte Frequenz in dem durch die Normengremien festgelegten Band zwischen 80 und 90 kHz liegt. Dabei muss beachtet werden, dass außerhalb dieses Frequenzbandes die Grenzwerte für die Emission elektromagnetischer Wellen durch international gültige Normen festgelegt sind. Um diese Grenzwerte einzuhalten, sollte das magnetische Wechselfeld mit der Grundschwingung im Bereich von 25kHz bis150kHz arbeiten und nur einen sehr geringen Anteil an Oberwellen enthalten. Anderseits soll aber der Wirkungsgrad der Leistungsübertragung möglichst hoch sein. Deshalb wird mit elektronischen Schaltern ein Rechtecksignal mit der Grundfrequenz des magnetischen Wechselfeldes erzeugt, wodurch die Verluste gering gehalten werden können. Das Rechtecksignal enthält aber einen beträchtlichen Anteil an unerwünschten Oberwellen, welche jedoch mittels eines entsprechend dimensionierten LC-Filters ausgefiltert werden können.

Problematisch ist dabei, dass das LC-Filter im Wesentlichen nur für eine bestimmte

Frequenz, beziehungsweise für einen (limitierten) Frequenzbereich optimal arbeitet. Mit anderen Worten kann das LC-Filter nur für einen stationären Betrieb der induktiven

Ladevorrichtung ausgelegt werden. Insbesondere beim Einschalten der induktiven

Ladevorrichtung kann es durch Einschwingvorgänge während des Erreichens eines stationären Betriebszustands jedoch zu einer beträchtlichen EMV-Belastung durch die genannten Oberschwingungen kommen. Eine Aufgabe der Erfindung ist es daher, ein verbessertes Betriebsverfahren für eine induktive Ladevorrichtung, eine verbesserte Steuerung zur Durchführung eines

Betriebsverfahrens für die genannte induktive Ladevorrichtung, sowie eine verbesserte induktive Ladevorrichtung mit der genannten Steuerung anzugeben. Insbesondere soll die EMV-Belastung durch die genannten Oberwellen auch in einem transienten Betriebsfall gering gehalten werden oder eine solche überhaupt vermieden werden.

Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren der eingangs genannten Art gelöst, welches folgende Schritte aufweist:

Ansteuern der beiden genannten Schalterstufen mit je einem periodischen Signal gleicher Frequenz, mit einem Startwert der Schalt-Phasenverschiebung und mit einem Startwert für die Schaltfrequenz,

Senken/Erhöhen der Schalt-Phasenverschiebung ausgehend vom genannten Startwert bis zu einem definierten Wert oder bis der Ausgangsstrom am genannten

Wechselspannungsausgang einen Schwellwert überschreitet,

Reduzieren der Schaltfrequenz, bis am Ausgang eine vorgegebene Wirkleistung abgegeben wird oder bis die Strom-Spannungs-Phasenverschiebung zwischen dem Ausgangsstrom und der Ausgangsspannung einen vorgebbaren Zielwert erreicht und weiteres Senken/Erhöhen der Schalt-Phasenverschiebung, sobald transiente Effekte unter einen vorgebbaren Toleranzwert abgeklungen sind und solange, bis die

Ausgangsleistung einen vorgebbaren Zielwert erreicht.

Weiterhin wird die Aufgabe der Erfindung durch eine Steuerung gelöst, welche zur

Durchführung des genannten Betriebsverfahrens ausgebildet ist.

Darüber hinaus wird die Aufgabe der Erfindung durch eine induktive Ladevorrichtung gelöst, die eine Steuerung der oben genannten Art umfasst, welche mit Steuereingängen der ersten Schalterstufe und der zweiten Schalterstufe verbunden ist.

Schließlich wird die Aufgabe der Erfindung auch durch eine Verwendung der oben genannten induktiven Ladevorrichtung zum Laden eines elektrischen Energiespeichers eines Fahrzeuges gelöst.

Durch die vorgeschlagenen Maßnahmen wird die EMV-Belastung auch in einem transienten Betriebsfall gering gehalten, oder eine solche kann überhaupt vermieden werden. Bewirkt wird dies dadurch, dass bei einer Schalt-Phasenverschiebung beim oder nahe vom Startwert und damit im transienten Betrieb nur eine sehr geringe Leistungsabgabe erfolgt. Erst wenn transiente Effekte unter einen vorgebbaren Toleranzwert abgeklungen sind, wird die Phasenverschiebung und damit die Leistungsabgabe auf ein merkliches Niveau gehoben. Zu diesem Zeitpunkt hat das LC-Filter aber schon seine volle oder zumindest eine merkliche Wirkung, sodass die entstehenden Oberschwingungen vom LC-Filter ausgefiltert werden und auch im stationären oder quasistationären Betrieb nur eine geringe EMV-Belastung auftritt.

Als Startwert für die Schalt-Phasenverschiebung wird im ersten Schritt wie erwähnt eine Schalt-Phasenverschiebung gewählt, bei der keine oder eine nur sehr geringe

Leistungsabgabe erfolgt. Als Startwert für die Schaltfrequenz wird vorzugsweise eine Frequenz gewählt, welche im Bereich (und insbesondere oberhalb) der

Resonanzfrequenz(en) des induktiven Übertragungssystems liegt. In einem real ausgeführten System treten beispielhaft Resonanzfrequenzen im Bereich von 93 bis 85 kHz auf. Vorteilhaft ist es nun, wenn die Arbeitsfrequenz in der Nähe der Resonanzfrequenzen gewählt wird, wobei sich eine Abweichung der Arbeitsfrequenz von den

Resonanzfrequenzen von maximal 10% als besonders vorteilhaft herausgestellt hat.

Beispielsweise kann die Schalt-Phasenverschiebung im zweiten Schritt ausgehend vom Startwert linear, das heißt mit einer Rampenfunktion, verändert werden. Die Schalt- Phasenverschiebung wird zum Beispiel so lange gesenkt erhöht, bis ein messbarer Ausgangsstrom vorliegt. Alternativ ist es auch denkbar, die Schalt-Phasenverschiebung ausgehend vom Startwert auf einen vorgegebenen (konstanten) Wert zu ändern, der deutlich vom Startwert abweicht. Beispielsweise kann der Zusammenhang zwischen Schalt- Phasenverschiebung und Ausgangsstrom oder Ausgangsleistung empirisch ermittelt werden und für die Bestimmung eines Zielwerts für die Schalt-Phasenverschiebung zur Erreichung eines bestimmten Ausgangsstroms oder einer bestimmten Ausgangsleistung herangezogen werden.

Während der Reduktion der Schaltfrequenz im dritten Schritt steigt der Ausgangsstrom und somit die Ausgangsscheinleistung an. Sobald auf der Sekundärseite genügend Spannung anliegt wird ein am Ausgang der Ladeschaltung angeschlossener Gleichrichter aktiv und dadurch eine Wirkleistung bezogen. Die Schalt-Phasenverschiebung wird im dritten Schritt, das heißt während der Reduktion der Schaltfrequenz, vorzugsweise nicht oder nur kaum verändert.

Im vierten Schritt erfolgt eine weitere Veränderung der Schalt-Phasenverschiebung, sobald transiente Effekte unter einen vorgebbaren Toleranzwert abgeklungen sind, und zwar so lange, bis die Ausgangsleistung einen vorgegebenen Zielwert erreicht. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen sowie aus der Beschreibung in Zusammenschau mit den Figuren.

Günstig ist es, wenn die Schaltfrequenz (und/oder die Phasenverschiebung) so lange gesenkt/erhöht wird, bis sich eine durch die Schalterstufen (insbesondere Halbbrücken) geschaltete Last induktiv verhält. Dies kann im vierten Schritt gleichzeitig mit der Änderung der Schalt-Phasenverschiebung oder auch gesondert in einem fünften Schritt geschehen. Durch die vorgeschlagenen Maßnahmen ergeben sich für die Schalterstufen günstige Schaltvorgänge. Dabei wird der Strom von den Schalterstufen unter Last abgeschaltet. Die Kommutierung erfolgt automatisch und es wird keine Zwangskommutierung durchgeführt. Günstig ist es, auch wenn die Schaltfrequenz so lange gesenkt/erhöht wird, bis eine in der Ladevorrichtung ermittelbare physikalische Größe einen vorgebbaren Wert erreicht. Dies kann wiederum im vierten Schritt gleichzeitig mit der Änderung der Schalt- Phasenverschiebung oder auch gesondert in einem fünften Schritt geschehen.

Beispielsweise kann diese physikalische Größe ein Wirkungsgrad der Ladeschaltung oder eines Teils davon, eine Leistung in der Ladeschaltung oder in einem Teil davon, eine Spannung oder ein Strom in der Ladeschaltung oder in einem Teil davon oder

beispielsweise auch eine Temperatur der Ladeschattung oder eines Teils davon betreffen.

In einer bevorzugten Ausführungsvariante des vorgestellten Verfahrens können die oben angeführten Maßnahmen auch in Kombination angewandt werden. Beispielsweise kann der Wirkungsgrad der Ladeschaltung durch Veränderung der Schaltfrequenz optimiert werden, gleichzeitig aber auch das vorangegangene Kriterium für den günstigen Schaltvorgang berücksichtigt werden.

Vorteilhaft ist weiterhin ein Verfahren zum Betrieb einer induktiven Ladevorrichtung, bei der die erste Induktivität und die zweite Induktivität an einem Pol des

Wechselspannungsausgangs miteinander verbunden sind, wobei der Startwert der

Schaltphasenverschiebung in einem Bereich von 170° und 190° gewählt wird. Bei dieser Bauart der Ladevorrichtung, bei der die Induktivitäten in Serie geschaltet sind und ein Pol der Ausgangs mit der Mittenabzapfung der genannten Serienschaltung verbunden ist, erfolgt im Bereich von 170° und 190° keine nennenswerte Leistungsabgabe. Die beiden

Schalterstufen werden zu Beginn also im Wesentlichen im Gegentakt angesteuert. Auf diese Weise bleibt die im transienten Betrieb abgegebene Leistung in einem sehr kleinen Bereich. Unerwünschte Einschwingphänomene können somit wirkungsvoll unterbunden oder wenigstens gemildert werden. Weitere vorteilhafte Werte für den Startwert der

Schaltphasenverschiebung liegen zwischen 178° und 182° beziehungsweise innerhalb schaltungstechnisch bedingter Toleranzen bei genau 180°. Besonders vorteilhaft ist es in obigem Zusammenhang, wenn bei einem Verfahren zum Betrieb einer induktiven Ladevorrichtung, bei welcher die erste Schalterstufe einen IGBT oder mehrere IGBTs und die zweite Schalterstufe einen OSFET oder mehrere MOSFETs aufweist, die Schalt-Phasenverschiebung ausgehend von dem in einem Bereich zwischen 170° und 190° liegenden Startwert verändert wird. Generell können bei der Veränderung der Phasenverschiebung Betriebsfälle auftreten, in denen sich die Last nicht mehr induktiv verhält. Damit erfolgt in einer der Halbbrücken ein Einschalten unter Last, sodass die Sperrverzögerungsladung der gegenüberliegenden Diode zwangsweise schnell ausgeräumt wird. Dies kann insbesondere bei der Inversdiode eines MOSFETs zu hohen Verlusten führen. Daher ist es vorteilhaft, in der betreffenden Halbbrücke IGBTs mit antiparalleler Diode statt MOSFETs einzusetzen. Eine solche Diode ist für die Zwangskommutierung optimiert und erzeugt in diesem Betriebsfall deutlich weniger Verluste als die MOSFET- Halbbrücke. die ja für das Ausschalten unter Last gut geeignet ist.

Vorteilhaft ist auch ein Verfahren zum Betrieb einer induktiven Ladevorrichtung, bei der die erste Induktivität und die zweite Induktivität mit je einem Pol des

Wechselspannungsausgangs verbunden sind, wobei der Startwert der

Schaltphasenverschiebung in einem Bereich von -10° und 10° gewählt wird. Bei dieser Bauart der Ladevorrichtung erfolgt im Bereich von

-10° und 10° keine nennenswerte Leistungsabgabe. Die beiden Schalterstufen werden zu Beginn also im Wesentlichen symmetrisch im Gleichtakt angesteuert. Auf diese Weise bleibt die im transienten Betrieb abgegebene Leistung in einem sehr kleinen Bereich.

Unerwünschte Einschwingphänomene können somit wirkungsvoll unterbunden oder wenigstens gemildert werden. Weitere vorteilhafte Werte für den Startwert der

Schaltphasenverschiebung liegen zwischen -2° und 2° beziehungsweise innerhalb schaltungstechnisch bedingter Toleranzen bei genau 0°.

Besonders vorteilhaft ist es in obigem Zusammenhang auch, wenn bei einem Verfahren zum Betrieb einer induktiven Ladevorrichtung, bei welcher die erste Schalterstufe einen IGBT oder mehrere IGBTs und die zweite Schalterstufe einen MOSFET oder mehrere MOSFETs aufweist, die Schalt-Phasenverschiebung ausgehend von dem in einem Bereich zwischen - 10° und 10° liegenden Startwert verändert wird. Auch hier können generell Betriebsfälle auftreten, in denen sich die Last nicht mehr induktiv verhält. Damit erfolgt in einer der Halbbrücken wiederum ein Einschalten unter Last, sodass die Sperrverzögerungsladung der gegenüberliegenden Diode zwangsweise schnell ausgeräumt wird. Dies kann insbesondere bei der Inversdiode eines MOSFETs zu hohen Verlusten führen. Daher ist es auch hier vorteilhaft, in der betreffenden Halbbrücke IGBTs mit antiparalleler Diode statt MOSFETs einzusetzen. Eine solche Diode ist für die Zwangskommutierung optimiert und erzeugt in diesem Betriebsfall deutlich weniger Verluste als die MOSFET-Halbbrücke. die ja für das Ausschalten unter Last gut geeignet ist.

Günstig ist es, wenn der Startwert der Schaltfrequenz in einem Bereich von 85 bis 95 kHz gewählt wird, insbesondere in einem Bereich von 89 bis 91 kHz. Dadurch findet der Einschwingvorgang weitgehend in dem von der Norm definierten Bereich statt. Besonders vorteilhaft ist es in diesem Zusammenhang, wenn der Startwert der Schaltfrequenz in einem Bereich von 81 ,38 bis 90,00 kHz gewählt wird. Dieser Bereich ist einem Normenvorschlag für das kontaktlose Laden von Elektrofahrzeugen konkret genannt.

Günstig ist es weiterhin, wenn die Frequenzänderungsrate bei abnehmender Frequenz kleiner wird. Damit kann dem Umstand vorgebeugt werden, dass das System in der Nähe der Resonanzfrequenz(en) empfindlicher auf Frequenzänderungen reagiert.

Günstig ist es auch, wenn der Zielwert für die Strom-Spannungs-Phasenverschiebung in einem Bereich von 0° bis 20° gewählt wird, wobei der Ausgangsstrom der

Ausgangsspannung nacheilt. Dadurch wird ein für die Schalterstufen günstiges induktives Verhalten der Last erzielt.

Günstig ist es weiterhin, wenn die Schalt-Phasenverschiebung im laufenden Betrieb entsprechend der geforderten Ausgangsleistung geändert wird. Dadurch sind Anpassungen der induktiv übertragenen Leistung auch im quasi stationären Betrieb möglich.

Günstig ist es darüber hinaus, wenn die Schaltfrequenz im laufenden Betrieb entsprechend einer durch die Schalterstufen geschalteten Last oder entsprechend einer in der

Ladevorrichtung ermittelbaren physikalischen Größe geändert wird. Dadurch sind

Anpassungen des Schaltverhaltens, das vorteilhaft induktiv ist, sowie Anpassungen des Wirkungsgrads usw. auch im quasi stationären Betrieb möglich.

Günstig ist es, wenn die induktive Ladevorrichtung eine Kapazität umfasst, welche gemeinsam mit der der ersten und zweiten Induktivität ein LC-Filter bildet. Dadurch können Oberschwingungen besonders gut ausgefiltert werden.

Besonders günstig ist es in obigem Zusammenhang, wenn der durch den Filter gebildete Schwingkreis auf eine Frequenz unterhalb des Startwerts für die Schaltfrequenz abgestimmt ist. Da die Schaltfrequenz während des Einschaltvorgangs ausgehend von einem Startwert für die Schaltfrequenz reduziert wird, ist der Filter für den neuen Betriebszustand besonders gut angepasst.

Vorteilhaft ist es darüber hinaus, wenn die erste Induktivität und die zweite Induktivität ungekoppelt sind. Auf diese Weise ergibt steh ein einfacher Schaltungsaufbau. Vorteilhaft ist es aber auch, wenn die erste Induktivität und die zweite Induktivität gekoppelt sind. Gegenüber einer gleichartigen Filteranordnung mit zwei ungekoppelten Drosseln ergeben sich mehrere Vorteile:

Beide Wicklungen (bzw. Wicklungsabschnitte) werden auf den gemeinsamen Kern gewickelt, benutzen also insbesondere denselben magnetischen Rückschluss, was Platz und Gewicht spart.

Die sehr große Hauptinduktivität des Streufeld-Transformators bewirkt zusammen mit den Filterkondensatoren, dass die Gleichtakt-Signale von der Ladespule praktisch ferngehalten werden, was die Störsignale stark verringert. Eine sonst zusätzlich erforderliche„Common Mode Filterdrossel" entfällt damit.

Durch die induktive Kopplung der beiden Wicklungsabschnitte werden die Halbleiter mit deutlich geringerem Stromrippel beaufschlagt, was die Verluste minimiert.

Besonders vorteilhaft ist es in obigem Zusammenhang, wenn die erste Induktivität und die zweite Induktivität durch einen ersten Wickiungsabschnitt und einen zweiten

Wicklungsabschnitt eines Streufeldtransformators gebildet wird. Der erste

Wicklungsabschnitt und der zweite Wicklungsabschnitt sind miteinander induktiv gekoppelt und vorzugsweise auf demselben Kern gewickelt. Im Grunde handelt es sich bei dem Streufeldtransformator um gekoppelte Drosseln. Allerdings ist die Kopplung derart, dass nur ein Teil des von einem Wicklungsabschnitt (bzw. einer Drossel) erzeugten Flusses durchdringt auch den anderen Wicklungsabschnitt (bzw. die andere Drossel) und umgekehrt. Der andere (die jeweils andere Drossel nicht durchdringende) Teil des Flusses wird

Streufluss oder Streufeld genannt.

In einer bevorzugten Ausführungsform sind der erste Wicklungsabschnitt und der zweite Wicklungsabschnitt des Transformators auf einem Kern derart gewickelt, dass sie nicht überlappen (d.h. nicht übereinander gewickelt sind). Besonders bevorzugt werden die Wicklungsabschnitte auf dem Kern mit einem definierten Abstand zueinander angeordnet.

Im Zusammenhang mit vorliegender Erfindung umfasst der Begriff Streufeldtransformator auch Transformatoren, bei denen das Streufeld bzw. die Streuinduktivität im Verhältnis zum Gesamtfeld bzw. zur Gesamtinduktivität kleine Werte annimmt. Bevorzugt wird, wenn die Streuinduktivität des Transformators bzw. der jeweiligen Wicklungsabschnitte im Bereich zwischen 0.5% und 10% seiner Gesamtinduktivität, ganz besonders bevorzugt zwischen 1 % und 5% seiner Gesamtinduktivität liegt.

Diese besondere Ausgestaltung des Filters in einem Wechselrichter sorgt für eine effiziente Filterung der Oberwellen einer eingehenden Signalform, insbesondere eines Rechtecksignals, für den Betrieb eines induktiven Ladesystems. Dies ermöglicht die Bereitstellung eines nahezu sinusförmigen Ausgangssignals. Gleichzeitig kann die

Ladevorrichtung aufgrund des Einsatzes eines Streufeldtransformators sehr kompakt und platzsparend gebaut werden. Schlussendlich sorgt die einfache und elegante Beschattung für eine verlustarme Spannungswandlung bzw. -Übertragung.

Unter Schalterstufe wird eine Schalteinheit bzw. eine Schaltstrecke verstanden, die zumindest einen ansteuerbaren Schalter, insbesondere Halbleiterschalter, wie MOSFETs, IGBTs, Transistoren, etc., aufweist, verstanden, die ein von der Ansteuerung der

Schalterstufe abhängiges Ausgangssignal liefert, z.B. ein Rechtecksignal bzw. eine

.zerhackte' Gleichspannung.

Eine bevorzugte Ausführungsform zeichnet sich dadurch aus, dass der erste

Wicklungsabschnitt und der zweite Wicklungsabschnitt in Serie geschaltet sind (d.h.

innerhalb des Streufeldtransformators galvanisch verbunden) und dass ein Abgriff zwischen dem ersten Wicklungsabschnitt und dem zweiten Wicklungsabschnitt einen Pol des

Wechselspannungsausganges bildet oder mit einem Pol des Wechselspannungsausganges verbunden ist. Damit kann eine besonders einfache Schaltung realisiert werden, bei der die Ausgangsspannung nahezu sinusförmig ist und bei der die Ausgangsströme deutlich höher sein können als die Eingangsströme. Auch können mit einer solchen Schaltung .common- mode'-Effekte unterdrückt werden. Bei dieser Ausführungsform liegt der bevorzugte Startwert der Schalt-Phasenverschiebung um 180°, wobei die Schalt-Phasenverschiebung zur Erhöhung der Leistung bevorzugt vermindert wird.

Eine bevorzugte Ausführungsform zeichnet sich dadurch aus, dass die Primärspule zwischen dem ersten Wicklungsabschnitt und dem zweiten Wicklungsabschnitt des

Streufeldtransformators geschaltet ist. D.h. das Ende des ersten Wicklungsabschnittes ist mit dem einen Pol des Wechselspannungsausganges verbunden und das Ende des zweiten Wicklungsabschnittes ist mit dem anderen Pol des Wechselspannungsausganges verbunden. Die Wicklungsabschnitte sind somit parallel zueinander bzw. im

Streufeldtransformator voneinander galvanisch getrennt. Diese Schaltung hat den Vorteil, dass keine Hauptfeld-Magnetisierung erfolgt und kein Gleichstrom durch die Wicklungen fließen kann. Damit ist eine stärkere magnetische Aussteuerung möglich. Bei dieser Ausführungsform liegt der bevorzugte Startwert der Schalt-Phasenverschiebung um 0°, wobei die Schalt-Phasenverschiebung zur Erhöhung der Leistung bevorzugt vergrößert wird.

Eine bevorzugte Ausführungsform zeichnet sich dadurch aus, dass das Verhältnis zwischen der auf den jeweils anderen Wicklungsabschnitt bezogenen Streuinduktivität und der Gesamtinduktivität eines Wicklungsabschnittes vorzugsweise zwischen 1 :10 und 1 :200 liegt. In einer bevorzugten Ausführungsform beträgt das Verhältnis zwischen der auf den jeweils anderen Wicklungsabschnitt bezogenen Streuinduktivität und der Gesamtinduktivität eines Wicklungsabschnittes höchstens 1 :100, besonders bevorzugt höchstens 1 :20.

Das Verhältnis 1 :100 entspricht dabei einem Kopplungsfaktor von 0.99; das Verhältnis 1 :20 einem Kopplungsfaktor von 0.95.

Besonders bevorzugt ist es also, wenn die Streuinduktivität des Transformators bzw. der jeweiligen Wicklungsabschnitte im Bereich zwischen 0.5% und 10%, besonders bevorzugt zwischen 1 % und 5% seiner Gesamtinduktivität liegt.

Eine bevorzugte Ausführungsform zeichnet sich dadurch aus, dass der

Streufeidtransformator hinsichtlich des ersten Wicklungsabschn ittes und des zweiten

Wicklungsabschnittes symmetrisch ausgebildet ist. D.h. beide Wicklungsabschnitte weisen dieselbe Anzahl an Wicklungen auf. Bei symmetrischen und gleichen Eingangssignalen, insbesondere Rechtecksignalen, wird dadurch eine besonders gute Annäherung an ein Sinussignal am Ausgang erreicht. Eine bevorzugte Ausführungsform zeichnet sich dadurch aus, dass der Filter zumindest eine Kapazität umfasst, die zusammen mit den durch den Streufeldtransformator gebildeten Induktivitäten ein LC-Filter bildet. Dieses filtert aufgrund seiner bevorzugten Kennlinie Oberwellen besonders effizient heraus. Der in der vorliegenden Beschreibung verwendete Begriff Kapazität umfasst selbstverständlich Kondensatoren; bzw. wird eine Kapazität durch einen Kondensator realisiert.

Eine bevorzugte Ausführungsform zeichnet sich dadurch aus, dass das Filter zumindest vier Kapazitäten umfasst, die zwischen dem Gleichspannungseingang und dem

Wechselspannungsausgang eine Vollbrücke bilden. Die Hauptinduktivitäten der jeweiligen Wicklungsabschnitte bilden nun zusammen mit diesen vier Kapazitäten ein Filter, welches eine Common-Mode-Aussteuerung der Primärspule wirksam verhindert. Besonders günstig ist die Ausführung mit vier gleich großen Kapazitäten, denn durch die so erreichte symmetrische Stromaufteilung ist die Rückwirkung auf den Gieichspannungs-Zwischenkreis besonders gering.

Eine bevorzugte Ausführungsform zeichnet sich dadurch aus, dass dem Wechselrichter ein (aus Resonanz-Kapazitäten gebildeter) kapazitiver Spannungsteiler nachgeschaltet ist. Damit kann die Impedanz des induktiven Ü bertrag ungssystems erhöht und so an die größere Ausgangsimpedanz des Filters angepasst werden. Eine bevorzugte Ausführungsform zeichnet sich dadurch aus, dass zwischen den Polen des Gleichspannungseinganges eine Kapazität geschaltet ist. Dies dient zur Stützung des Gleichspannungs-Zwischenkreises.

Eine bevorzugte Ausführungsform zeichnet sich dadurch aus, dass zumindest eine

Schalterstufe des Wechselrichters aus zwei, eine Halbbrücke bildenden Halbleiter- Schaltelementen gebildet wird.

Bevorzugt weist zumindest eine Schalterstufen-Halbbrücke antiparallele Dioden auf.

Bevorzugt weist zumindest eine Schalterstufen-Halbbrücke parallel zu den einzelnen Schalterelementen der Halbbrücke geschaltete Kapazitäten auf. Im Hinblick darauf, dass einzelne Schaltelemente bei hohen Strömen abschalten können, kann die Steilheit der

Schaltflanke durch Einführung dieser Kapazitäten (bzw. Kondensatoren) vermindert werden, was die elektromagnetische Verträglichkeit verbessert.

Eine bevorzugte Ausführungsform zeichnet sich dadurch aus, dass zumindest eine

Schalterstufe des Wechselrichters eine aus IGBTs gebildete Halbbrücke, vorzugsweise mit antiparallelen Dioden, umfasst und/oder dass zumindest eine Schalterstufe eine aus MOSFETs gebildete Halbbrücke, vorzugsweise mit parallel zu den einzelnen

Schalterelementen der Halbbrücke geschalteten Kapazitäten, umfasst.

Auch im stationären Betrieb kann am Gleichspannungseingang des Wechselrichters eine Gleichspannung angelegt und die zumindest eine Schalterstufe mit einem

Ansteuerungssignal angesteuert werden, um am Wechselspannungsausgang eine

Wechselspannung zu erzeugen, wobei vorzugsweise die zumindest eine Schalterstufe derart angesteuert wird, dass die Wechselspannung am Wechselspannungsausgang eine Frequenz zwischen 10kHz und 180kHz, vorzugsweise zwischen 25kHz und 150kHz aufweist, wobei die bevorzugte Frequenz in dem (durch die Normengremien festgelegten) Band zwischen 80 und 90 kHz liegt.

Eine bevorzugte Ausführungsform zeichnet sich dadurch aus, dass die beiden

Schalterstufen mit derselben Frequenz und zueinander phasenverschoben betrieben werden, wodurch sich ein besonders ,sinus-nahes' Ausgangssignal ergibt.

Eine bevorzugte Ausführungsform zeichnet sich dadurch aus, dass die Frequenz und die Phase des Ansteuerungssignals steuerbar sind. Dies erhöht die Flexibilität und den

Anwendungsbereich einer induktiven Ladevorrichtung.

Eine bevorzugte Ausführungsform zeichnet sich dadurch aus, dass die Schalterstufen derart angesteuert werden, dass an deren Ausgang jeweils ein im Wesentlichen symmetrisches Rechtecksignal anliegt, vorzugsweise mit einem Tastverhältnis von im Wesentlichen 50%, wodurch sich ebenfalls ein oberwellen-armes und symmetrisches Ausgangssignal ergibt.

Eine bevorzugte Ausführungsform zeichnet sich dadurch aus, dass die an der Primärspule zur Verfügung stehende Leistung durch eine Veränderung der Phasenverschiebung zwischen den Ansteuerungssignalen der beiden Schalterstufen eingestellt wird. Dies ermöglicht eine besonders einfache Regelung, die aufgrund des Streufeldtransformators, leistungsunabhängig Ausgangssignale mit einem sehr geringen Oberwellenanteil ermöglicht. Die Schalt-Phasenverschiebung kann vergleichsweise schnell geändert werden. Dies ermöglicht eine besonders dynamische Regelung um allfällige Zwischenkreisschwankungen - wie diese typischerweise am Ausgang einer PFC-Stufe vorkommen - auszuregeln. Die Regelzeitkonstante kann also klein gehalten werden, wodurch der in der Ladevorrichtung auftretende 100Hz Rippel gut beherrschbar ist.

Eine bevorzugte Ausführungsform zeichnet sich dadurch aus, dass die Frequenz und/oder die Phasenverschiebung der Ansteuerungssignale der Schalterstufen so eingestellt wird, dass am Ausgang des Filters bzw. am Eingang des induktiven Übertragungssystems (Primärspule) Strom und Spannung in Phase sind oder der Cosinus des

Phasenunterschiedes zwischen Strom und Spannung auf einen definierten bzw.

vorgegebenen Wert, vorzugsweise auf einen Wert größer-gleich 0.95, z.B. 0.95, geregelt werden, wobei der Strom der Spannung leicht nacheilt. Dies entspricht einer

Phasenverschiebung in einem Bereich von 0° bis 20°. Damit ergibt sich eine besonders niedrige Strombelastung der Primärspule des induktiven Übertragungssystems, was sowohl einen hohen Wirkungsgrad ermöglicht als auch die magnetische Feldstärke möglichst niedrig und damit unter den zulässigen Grenzwerten hält.

Eine bevorzugte Ausführungsform zeichnet sich dadurch aus, dass der durch das Filter gebildete Schwingkreis auf eine Frequenz unterhalb der minimalen Arbeitsfrequenz der induktiven Ladevorrichtung abgestimmt ist, vorzugsweise auf höchstens 85%, besonders bevorzugt auf höchstens etwa 82% der minimalen Arbeitsfrequenz. Dadurch werden alle Frequenzen oberhalb der Arbeitsfrequenz besonders wirksam weggefiltert, also auch die Oberwellen der Rechtecksignale, sodass Ausgangsspannung und -ström praktisch sinusförmig sind. Der Schwingkreis kann zusätzlich oder alternativ auch auf eine Frequenz unterhalb des Startwerts für die Schaltfrequenz der Schalterstufen abgestimmt sein.

Weitere Vorteile, Merkmale und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung, in der unter Bezugnahme auf die Zeichnungen

Ausführungsbeispiele der Erfindung beschrieben sind. Dabei können die in den Ansprüchen und in der Beschreibung erwähnten Merkmale jeweils einzeln für sich oder in beliebiger Kombination erfindungswesentlich sein. An dieser Stelle wird auch angemerkt, dass sich die zum erfindungsgemäßen Verfahren angegeben Varianten und daraus resultierenden Vorteile gleichermaßen auf die erfindungsgemäße Steuerung sowie auf die erfindungsgemäße induktive Ladeschaltung beziehen und umgekehrt. Die Bezugszeichenliste ist Bestandteil der Offenbarung. Die Figuren werden

zusammenhängend und übergreifend beschrieben. Gleiche Bezugszeichen bedeuten gleiche Bauteile, Bezugszeichen mit unterschiedlichen Indices geben funktionsgleiche oder ähnliche Bauteile an.

Es zeigen dabei:

Fig. 1 schematisch das Grundprinzip beim induktiven Laden eines Fahrzeuges,

Fig. 2 einen Ausschnitt einer erfindungsgemäßen Ladevorrichtung,

Fig. 3 ein Beispiel eines Streufeldtransformators,

Fig. 4 ein Ersatzschaltbild eines Streufeldtransformators,

Fig. 5 Spannungen und Ströme im bzw. nach dem Wechselrichter,

Fig. 6 eine weitere Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Ladevorrichtung, Fig. 7 eine weitere Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Ladevorrichtung,

Fig. 8 ein Beispiel einer Implementierung in ein Gesamtsystem,

Fig. 9 eine schematische Darstellung eines kontaktlosen Übertragungsteils und

Fig. 10 eine beispielhafte Übertragungsfunktion des Übertragungsteils aus Fig. 9.

Fig. 1 zeigt in schematischer Darstellung eine induktive Ladevorrichtung 1 zum Laden eines elektrischen Energiespeichers 3 eines Fahrzeuges 2. Dazu wird die Energie von einer Primärspule 4 (Fig. 2) der Ladevorrichtung auf die fahrzeugseitig angeordnete

Sekundärspule 21 übertragen. Im dargestellten Ausführungsbeispiel ist die Sekundärspule 21 im Boden des (nur rein schematisch angedeuteten) Elektrofahrzeuges angeordnet und mit dem Energiespeicher 3, insbesondere einer Batterie oder einem Akkumulators, über einen (nicht dargestellten) Gleichrichter verbunden.

Fig. 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer induktiven Ladevorrichtung 1 umfassend eine Primärspule 4 und einen der Primärspule 4 vorangeschalteten Wechselrichter 5 zur Umwandlung einer Gleichspannung in eine Wechselspannung, wobei der Wechselrichter 5 einen Gleichspannungseingang 6 und einen Wechselspannungsausgang 7 umfasst.

Zwischen dem Gleichspannungseingang 6 und dem Wechselspannungsausgang 7 sind zwei Schalterstufen 8, 9 und zumindest ein Filter 13 geschaltet. Der Filter 13 umfasst einen Streufeldtransformator 10 mit einem ersten Wicklungsabschnitt 11 und einem zweiten Wicklungsabschnitt 12. Die Wicklungsabschnitte 11 , 12 stellen jeweils Drosseln dar, die miteinander induktiv gekoppelt sind, wobei ein Anteil des Flusses als Streufluss den jeweils anderen Wicklungsabschnitt nicht durchdringt. Bevorzugt beträgt das Verhältnis zwischen der auf den jeweils anderen Wicklungsabschnitt 12, 11 bezogenen Streuinduktivität und der Gesamtinduktivität eines Wicklungsabschnittes 11 , 12 zumindest 1 :100, vorzugsweise höchstens 1 :20. Selbstverständlich kann dieses Streuinduktivitäts- Verhältnis auch Werte unterhalb bzw. oberhalb dieses bevorzugten Bereiches annehmen.

Zwischen dem Gleichspannungseingang 6 und dem Wechselspannungsausgang 7 sind eine erste Schalterstufe 8 und eine zweite Schalterstufe 9 geschaltet. Die erste Schalterstufe 9 ist mit dem Wechselspannungsausgang 7 über den ersten Wicklungsabschnitt 11 des

Streufeldtransformators 10 verbunden. Die zweite Schalterstufe 12 ist mit dem

Wechselspannungsausgang 7 über den zweiten Wicklungsabschnitt 12 des

Streufeldtransformators 10 verbunden. Mit Hilfe der Schalterstufen 8, 9 (Umschaltern) kann jeweils eine positive Spannung +UDC/2 oder eine negative Spannung -UDC/2 an die Wicklungsabschnitte 11 , 12 gelegt werden. Der erste Wicklungsabschnitt 11 und der zweite Wicklungsabschnitt 12 sind in Serie geschaltet. Ein Abgriff zwischen dem ersten Wicklungsabschnitt 11 und dem zweiten Wicklungsabschnitt 12 bildet einen Pol des Wechselspannungsausganges 7 bzw. ist mit einem Pol des Wechselspannungsausganges 7 verbunden. Der andere Pol wir durch Masse GND gebildet. Um eine möglichst sinusförmige Spannung und damit wenig Oberwellenanteil zu erreichen, wird für die Ansteuerung der Primärspule 4 beispielsweise folgende Schaltung angewendet:

Die Schalterstufen 8, 9 bilden je eine gesteuerte Wechselrichter-Untereinheit; beide

Schalterstufen 8, 9 liefern je ein im wesentlichen symmetrisches Rechtecksignal Ui, U ₂ mit derselben Frequenz (vorzugsweise mit einem Tastverhältnis von 50%). Das

Spannungssignal U-ι ist gegenüber dem Spannungssignal U ₂ phasenverschoben.

Vorzugsweise sind sowohl die Frequenz als auch die Phasenverschiebung durch entsprechende Ansteuerung der Schalterstufen 8, 9 einstellbar.

Am Ausgang jeder Wechselrichter-Untereinheit ist je eine Wicklung 11 , 12 eines

symmetrischen Streufeldtrafos 10 angeschlossen. Dieser ist somit aus zwei Spulen bzw. Induktivitäten Li, L ₂ aufgebaut, die auf einen gemeinsamen Kern gewickelt sind. Der Streufeldtransformator 10 ist hinsichtlich des ersten Wicklungsabschnittes 11 und des zweiten Wicklungsabschnittes 12 symmetrisch ausgebildet (selbe Wicklungsanzahl).

Fig. 3 zeigt einen möglichen Aufbau eines Streufeldtransformators 10 und Fig. 4 zeigt das Ersatzschaltbild, wobei die ohmschen Widerstände der Einfachheit halber weggelassen wurden. Zur Vereinfachung der Betrachtungen ist der Streufeldtransformator 10 als .idealer Trafo' mit den , idealen' Induktivitäten L _H , L ₂ H zusätzlich mit seinen Streuinduktivitäten L _1S , l_2s dargestellt. Die Streuinduktivität kommt dadurch zustande, dass der Transformator so konstruiert ist, dass nur ein Teil des durch die erste Wicklung erzeugten magnetischen Flusses die zweite Wicklung durchdringt und umgekehrt. Unabhängig von den jeweiligen anderen bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung kann der Streufeldtransformator 10 folgende bevorzugte Merkmale aufweisen: Der

Streufeldtransformator 10 umfasst vorzugsweise einen Kern, der eine ringartige Kontur aufweist. Zusätzlich kann von einer (Längs)Seite des Kerns ein Vorsprung in Richtung der anderen (Längs)Seite des Kerns ragen (in Fig. 3 von oben nach unten). Dabei ist vorzugsweise zwischen dem Vorsprung und der anderen (Längs)Seite des Kerns ein Luftspalt vorgesehen. Die Wicklungsabschnitte 11 , 12 überlappen in der dargestellten Ausführungsform nicht (d.h. sie sind nicht übereinander gewickelt). Der Vorsprung des Kerns befindet sich dabei zwischen dem ersten Wicklungsabschnitt 11 und dem zweiten

Wicklungsabschnitt 12, die vorzugsweise um zumindest die Breite des Vorsprunges voneinander beabstandet sind.

Der Filter 13 umfasst zumindest eine Filter-Kapazität 14, die parallel zum

Wechselspannungsausgang 7 geschaltet ist und zusammen mit den durch den

Streufeldtransformator 10 gebildeten Induktivitäten ein LC-Filter bildet. Dabei bilden die Streuinduktivitäten L _1S , L ₂ s bilden zusammen mit dem Kondensator 14 einen Schwingkreis, welcher vorzugsweise auf eine Frequenz unterhalb der minimalen Arbeitsfrequenz des induktiven Übertragungssystems abgestimmt ist, vorzugsweise auf höchstens 85% der minimalen Arbeitsfrequenz, z.B. auf etwa 82% der minimalen Arbeitsfrequenz. Dadurch werden alle Frequenzen oberhalb der Arbeitsfrequenz weggefiltert, also auch die Oberwellen der Rechtecksignale U-i, U ₂ , sodass die Ausgangswechselspannung U _A und der

Ausgangswechselstrom l _A praktisch sinusförmig sind. U _A wird dem induktiven

Übertragungssystem, d.h. der Primärspule 4, zugeführt.

Die Frequenz und die Phasenverschiebung von Ui und U ₂ werden so eingestellt, dass sich ein optimaler Betrieb des angeschlossenen induktiven Übertragungssystems ergibt.

Zur Erreichung eines stationären beziehungsweise quasi stationären Betriebs wird nun für ein System gemäß Fig. 2 folgendermaßen vorgegangen: In einem ersten Schritt werden die beiden Schalterstufen 8, 9 im Wesentlichen im Gegentakt angesteuert, wobei ein Startwert für die Schalt-Phasenverschiebung und ein Startwert für die Schaltfrequenz gewählt wird. Beispielsweise wird die Schalt-Phasenverschiebung in einem Bereich von 170° und 190° gewählt, insbesondere in einem Bereich von 178° und 182°. Weiterhin wird der Startwert der Schaltfrequenz beispielsweise in einem Bereich von 85 bis 95 kHz gewählt, insbesondere in einem Bereich von 89 bis 91 kHz. Generell wird der Startwert der Schaltfrequenz bevorzugt im Bereich (und insbesondere oberhalb) der Resonanzfrequenz(en) des induktiven Übertragungssystems gewählt. In einem real ausgeführten System können beispielhaft Resonanzfrequenzen im Bereich von 93 bis 85 kHz auftreten. Vorteilhaft ist es nun, wenn die Arbeitsfrequenz in der Nähe der

Resonanzfrequenzen gewählt wird, wobei sich eine Abweichung der Arbeitsfrequenz von den Resonanzfrequenzen von maximal 10% als besonders vorteilhaft herausgestellt hat. Durch die gewählte Schalt-Phasenverschiebung wird von der induktiven Ladevorrichtung 1 nur eine geringe Leistung übertragen. Beträgt die Schalt-Phasenverschiebung 180°, so ist die übertragene Leistung sogar Null.

In einem zweiten Schritt wird die Schalt-Phasenverschiebung ausgehend vom genannten Startwert so lange gesenkt/erhöht, bis der Ausgangsstrom l _A am

Wechselspannungsausgang 7 einen ersten Schwellwert überschreitet. Beispielsweise kann für den Schwellwert der untere Wert eines essbereichs einer Strommesseinrichtung für den Ausgangsstrom l _A vorgesehen sein. Das heißt, dass die Schalt-Phasenverschiebung so lange gesenkt/erhöht wird, bis ein messbarer Strom l _A vorliegt. Alternativ ist es auch denkbar, die Schalt-Phasenverschiebung ausgehend vom Startwert auf einen vorgegebenen (konstanten) Wert zu ändern, der deutlich von 180° abweicht. Beispielsweise kann der Zusammenhang zwischen Schalt-Phasenverschiebung und Ausgangsstrom l _A oder Ausgangsleistung empirisch ermittelt werden und für die Bestimmung eines Zielwerts für die Schalt-Phasenverschiebung zur Erreichung eines bestimmten Ausgangsstroms l _A oder einer bestimmten Ausgangsleistung herangezogen werden.

In einem dritten Schritt wird die Schaltfrequenz - ausgehend vom genannten Startwert - so lange reduziert, bis am Wechselspannungsausgang 7 eine vorgegebene Wirkleistung abgegeben wird. Alternativ kann die Schaltfrequenz auch so lange reduziert werde, bis die Strom-Spannungs-Phasenverschiebung zwischen dem Ausgangsstrom ! _A und der

Ausgangsspannung U _A einen vorgebbaren Zielwert erreicht. Beispielsweise kann der Zielwert für die Strom-Spannungs-Phasenverschiebung in einem Bereich von 0° bis 20° (entsprechend cos(<p)=1..0,94) gewählt werden, wobei der Ausgangsstrom l _A der

Ausgangsspannung U _A nacheilt. Bevorzugt wird die Frequenzänderungsrate bei abnehmender Frequenz verringert. Die Schalt-Phasenverschiebung wird im dritten Schritt vorzugsweise nicht oder nur kaum verändert. In einem vierten Schritt wird die Schalt-Phasenverschiebung weiter gesenkt/erhöht, sobald transiente Effekte unter einen vorgebbaren Toleranzwert abgeklungen sind und solange bis die Ausgangswirkleistung (also der Mittelwert des Produktes aus Ausgangsstrom l _A und Ausgangsspannung U _A ) einen vorgegebenen Zielwert erreicht. Das Abklingen transienter Effekte kann beispielsweise durch Messung der (Grund)Frequenz des Ausgangsstroms l _A und/oder der Ausgangsspannung U _A respektive durch Messung eines Frequenzdrifts der genannten Grundfrequenz festgestellt werden. Ist kein oder nur ein geringer Frequenzdrift feststellbar, so kann von einem eingeschwungenen Zustand ausgegangen werden. Sobald dies der Fall ist, wird die Schalt-Phasenverschiebung gesenkt/erhöht um eine

gewünschte/geforderte Ausgangsleistung bereitzustellen.

In einem optionalen fünften Schritt wird die Schaltfrequenz gesenkt/erhöht, um für die Schalterstufen 8, 9 ein günstiges Schalten zu erreichen. Ein günstiges Schalten zeichnet sich dadurch aus, dass die durch die Schalterstufen 8, 9 gebildeten Halbbrücken eine induktive Last schalten (siehe auch die Figuren 9 und 10). Dadurch wird durch das

Abschalten das Umschwingen der Spannungen U1 bzw. U2 ausgelöst, indem der Strom 11 bzw. 12 durch zu den Schalterstufen 8,9 antiparallel liegende Dioden weiter fliessen kann. Die Schaltverluste sind minimal, wenn der Strom nahe null ist aber gerade noch groß genug um ein zügiges Umschwingen zu erreichen.

In einem sechsten Schritt wird die Schaltfrequenz gesenkt/erhöht, um eine physikalische Größe zu optimieren, beispielsweise die Leistung zu maximieren oder den Wirkungsgrad beim erreichten quasi stationären Arbeitspunkt zu erhöhen. Die Veränderung der Frequenz kann als Modulation mit einem periodischen Signa! erfolgen, um aus den Messwerten schließen zu können, ob der optimale Arbeitspunkt bei höherer oder tieferer Frequenz liegt.

Die Schritte eins bis drei werden der Reihe nach beim Einschalten der Ladevorrichtung 1 durchgeführt. Die Schritte vier bis sechs werden vorzugsweise parallel während dem Betrieb abgearbeitet. Somit kann der quasi stationäre Arbeitspunkt kontinuierlich angepasst werden, das heißt ein Phasenverschiebungsregler und ein Frequenzregler arbeiten nach dem Hochfahren der Ladevorrichtung 1 parallel.

Die angegebenen Schritte definieren ein Verfahren zur Erreichung eines stationären beziehungsweise quasi stationären Betriebs der induktiven Ladevorrichtung 1 , insbesondere beim Einschalten derselben. Die Ausgangsleistung und auch die anderen Parameter können im Folgenden im Wesentlichen konstant gehalten werden (stationärer Betrieb) oder auch willentlich geändert werden (quasi stationärer Betrieb). Beispielsweise kann die Schalt- Phasenverschiebung im laufenden Betrieb entsprechend der geforderten Ausgangsleistung geändert werden. Die Fig. 5 zeigt nun den eingeschwungenen Zustand. Aus dem in Fig. 5 dargestellten Diagramm ist ersichtlich, dass die Amplitude des Ausgangsstroms l _A durch die

transformatorische Kopplung und die damit verbundene Untersetzung deutlich höher sein kann als die der Eingangsströme , l ₂ . Man erkennt außerdem, dass der

Ausgangswechselstrom l _A und die Ausgangswechselspannung U _A praktisch sinusförmig sind, obwohl der Eingang des Filters 13 mit rechteckförmigen Spannungen U, , U ₂ angesteuert wird.

Die Ansteuerung bzw. das Regelverfahren erfolgt vorzugsweise mit zwei symmetrischen Rechtecksignalen (und einem bevorzugten Tastverhältnis von 50%). Die Leistung des Systems kann wie bereits erwähnt auch im stationären/quasi stationären Betrieb durch eine Veränderung der Phasenverschiebung der beiden Eingangssignale Ui , U ₂ eingestellt werden. Die Frequenz wird so vorzugsweise nach dem oben beschriebenen Verfahren so eingestellt, dass sich ein optimaler Arbeitspunkt ergibt unter der Bedingung, dass der Schaltvorgang der Schalterstufen 8, 9 sich„induktiv" verhält. Fig. 6 zeigt eine Variante der Erfindung, bei der die Primärspule 4 zwischen dem ersten

Wicklungsabschnitt 1 1 und dem zweiten Wicklungsabschnitt 12 des Streufeldtransformators 10 geschaltet ist. Somit wird die Primärseite des induktiven Ü bertrag u ngssystems (d.h. die Primärspule 4) zwischen die beiden Transformatorwicklungen geschaltet, das heißt die Wicklungsabschnitte 1 1 , 12 und die Primärspule 4 sind in Serie geschaltet. Die zweite Wicklung 12 wird dabei in Bezug zur Ausführungsform aus Fig. 2„umgedreht" bzw. verläuft gegensinnig, d.h. die Einspeisung der Rechtecksignale erfolgt bei den Wicklungs-Anfängen, die Ausgangsspannung liegt zwischen den beiden Wicklungs-Enden an. Mit Hilfe der Schalterstufen 8, 9 (Umschaltern) kann wiederum jeweils eine positive Spannung + UDC/2 oder eine negative Spannung -UDC/2 an die Wicklungsabschnitte 1 1 , 12 gelegt werden. Die Filter-Kapazität 14 ist wiederum parallel zum Wechselspannungsausgang 7 geschaltet.

Diese Schaltung hat den Vorteil, dass keine Hauptfeld-Magnetisierung erfolgt und kein Gleichstrom durch die Wicklungen 1 1 , 12 fließen kann. Damit ist eine stärkere magnetische Aussteuerung möglich.

Bei dieser Ausführungsform kann ein Betriebsverfahren angewandt werden, das ganz ähnlich zu dem zu Fig. 2 vorgestellten Betriebsverfahren ist. Allerdings liegt der bevorzugte Startwert der Schalt-Phasenverschiebung nicht um 80°, sondern um 0°.

In der in Fig. 6 dargestellten Ausführungsform wurde als weitere Variante ein (dem

Wechselrichter 5 nachgeschalteter) aus Resonanz-Kapazitäten gebildeter kapazitiver Spannungsteiler 15 im induktiven Übertragungssystem angedeutet (gestrichelter Kondensator). Damit kann die Impedanz des induktiven Übertragungssystems erhöht und so an die größere Ausgangsimpedanz des Filters 13 angepasst werden.

In einer weiteren Ausführungsform (Fig. 7) wird zumindest eine Schalterstufe 8, 9 des Wechselrichters 5 aus zwei, eine Halbbrücke bildenden Schaltelementen 17, 18; 19, 20 gebildet. Dabei bilden das obere Schaltelement 17 und das untere Schaltelement 18 eine Schalterstufe 8; und das obere Schaltelement 19 und das untere Schaltelement 20 eine Schalterstufe 9 (siehe auch Fig. 8). In Fig. 7 umfasst eine Schalterstufe des Wechselrichters 5 eine aus IGBTs gebildete Halbbrücke vorzugsweise mit antiparallelen Dioden und eine andere Schalterstufe eine aus MOSFETs gebildete Halbbrücke. Um die Darstellung zu vereinfachen, wurden L _: und L ₂ nicht mehr in Streu-und Hauptinduktivität aufgeteilt.

Gegenüber der Ausführungsform aus Fig. 6 bestehen folgende Unterschiede:

Der ursprüngliche eine Filterkondensator 14 wurde auf vier Kondensatoren 14 (C _1A , C _{! B} , C _2A , C ₂ B) aufgeteilt, die als Vollbrücke angeordnet sind, wobei deren oberer bzw. unterer Anschluss mit den beiden Polen des Gleichspannungseinganges 6 (DC- Versorgungsspannung) verbunden sind. Die Hauptinduktivität von Li bzw. L ₂ bildet nun zusammen mit den Kapazitäten 14 ein Filter 13, welches eine Common-Mode-Aussteuerung der Primärspule 4 wirksam verhindert. Die differenzielle Filterwirkung zur Erzeugung des Sinussignals basiert auf den Streuinduktivitäten wie bei den Schaltung aus Fig. 2 und 6.

Die elektronischen Schalterstufen 8, 9 der vorhergehenden Ausführungsformen wurden in einer beispielhaften Ausführung als IGBT-Halbbrücke (Q _1A , QI B) mit antiparallelen Dioden (D _1A , D _{1 B} ) bzw. als MOSFET-Halbbrücke (Q _2A , Q_B) dargestellt. Da insbesondere die Schaltelemente Q _2A , Q ₂ B bei hohen Strömen abschalten, kann die Steilheit der Schaltflanke durch Einführung von (zu den jeweiligen Schaltelementen parallel geschalteten)

Kondensatoren C _3A , C ₃ B vermindert werden, was die elektromagnetische Verträglichkeit verbessert.

Zur Stützung des Gleichspannungs-Zwischenkreises dient der Kondensator 16

(Gleichspannungs-Zwischenkreis-Kapazität) zwischen den Polen des

Gleichspannungseinganges 6.

Bei einem Betriebsverfahren für die in Fig. 7 angegebene Schaltung wird die die Schalt- Phasenverschiebung ausgehend von dem in einem Bereich zwischen -10° und 10° liegenden Startwert verändert. Dadurch schaltet die für das Einschalten unter Last optimierte IGBT-Halbbrücke (Q _1A , Q _{1 B} ) unter Last ein und die für das Ausschalten unter Last optimierte MOSFET-Halbbrücke (Q _2A , Q _2B ) unter Last aus. Ein vorteilhaftes Verfahren zum Betrieb einer induktiven Ladevorrichtung 1 , bei welcher die erste Induktivität 11 und die zweite Induktivität 12 mit je einem Pol des

Wechselspannungsausgangs 7 verbunden sind, umfasst somit die Schritte:

Ansteuern der beiden genannten Schalterstufen 8, 9 mit je einem periodischen Signal gleicher Frequenz, mit einem Startwert der Schalt-Phasenverschiebung in einem Bereich zwischen -10° und 10° und mit einem Startwert für die Schaltfrequenz, Verändern der Schalt-Phasenverschiebung ausgehend vom genannten Startwert bis zu einem definierten Wert oder bis der Ausgangsstrom l _A am genannten

Wechselspannungsausgang 7 einen Schwellwert überschreitet,

Reduzieren der Schaltfrequenz bis am Wechselspannungsausgang 7 eine vorgegebene Wirkleistung abgegeben wird,

weiteres Verändern der Schalt-Phasenverschiebung, sobald transiente Effekte unter einen vorgebbaren Toleranzwert abgeklungen sind und solange, bis die

Ausgangsleistung einen vorgebbaren Zielwert erreicht.

Eine ähnliche Anordnung von unterschiedlichen Halbbrücken kann auch für die in Fig. 2 dargestellte Schaltung angewandt werden. Unter der Voraussetzung, dass die erste Schalterstufe 8 wie in der Fig. 7 durch einen IGBT respektive eine IGBT-Halbbrücke und die zweite Schalterstufe 9 wie in der Fig. 7 durch einen MOSFET respektive eine MOSFET- Halbbrücke gebildet ist wird die die Schalt-Phasenverschiebung ausgehend von dem in einem Bereich zwischen 170" und 190° liegenden Startwert verändert. Dadurch ergibt sich wiederum die schon zuvor angesprochene vorteilhafte Aufteilung von Ein- und

Ausschaltvorgang.

Ein vorteilhaftes Verfahren zum Betrieb einer induktiven Ladevorrichtung 1 , bei welcher die erste Induktivität 11 und die zweite Induktivität 12 an einem Pol des

Wechselspannungsausgangs 7 miteinander verbunden sind, umfasst somit die Schritte:

Ansteuern der beiden genannten Schalterstufen 8, 9 mit je einem periodischen Signal gleicher Frequenz, mit einem Startwert der Schalt-Phasenverschiebung in einem Bereich zwischen 170° und 190° und mit einem Startwert für die Schaltfrequenz, Verändern der Schalt-Phasenverschiebung ausgehend vom genannten Startwert bis zu einem definierten Wert oder bis der Ausgangsstrom l _A am genannten

Wechselspannungsausgang 7 einen Schwellwert überschreitet,

Reduzieren der Schaltfrequenz bis am Wechselspannungsausgang 7 eine vorgegebene Wirkleistung abgegeben wird und

weiteres Verändern der Schalt-Phasenverschiebung, sobald transiente Effekte unter einen vorgebbaren Toleranzwert abgeklungen sind und solange, bis die

Ausgangsleistung einen vorgebbaren Zielwert erreicht. Fig. 8 zeigt die mögliche Integration in ein Gesamtsystem. Dem Netzeingang 22 ist ein Netzfilter 23 nachgeschaltet. Zwischen dem Netzfilter 23 und einer PFC (power correction factor)-Stufe 25 ist ein Netzgleichrichter 24 geschaltet. Mit dem Ausgang der PFC-Stufe 25 ist der Gleichspannungseingang 6 des Wechselrichters 5 verbunden. Mit dem

Bezugszeichen 26 sind die Treiber für die Schalterstufen 8, 9 bzw. für die einzelnen Schaltelemente der Schalterstufen 8, 9 bezeichnet. Die Treiber 26 werden von einer Steuerung beziehungsweise einem Controller 27 gesteuert. Die Steuerung 27 führt unter anderem die zu Fig. 5 beschriebenen Schritte des erfindungsgemäßen Verfahrens durch. Darüber hinaus steuert die Steuerung 27 die Schalterstufen 8, 9 natürlich auch im stationären/quasi stationären Betrieb.

Fig. 9 zeigt nun eine schematische Darstellung eines kontaktlosen Übertragungsteils, welcher eine Primärspule 4, eine Sekundärspule 28, eine primärseitige Resonanzkapazität 15 und eine sekundärseitige Resonanzkapazität 29 aufweist. Zusätzlich sind in der Fig. 9 auch die resistiven/ohmschen Anteile der Primärspule 4 und der Sekundärspule 28 dargestellt. Schließlich umfasst der kontaktlose Übertragungsteil eine Spannungsquelle 30 (vergleiche den Wechselrichter 5 in den Figuren 2 sowie 6 bis 8) und einen

Lastwiderstand 31. Der Primärteil des in der Fig. 9 dargestellten kontaktlosen

Übertragungsteils entspricht somit im Wesentlichen dem strichliert markierten Schaltungsteil in den Figuren 2, 6 und 7 und somit einer durch die Schalterstufen 8, 9 geschalteten Last. Fig. 10 zeigt eine beispielhafte Übertragungsfunktion des kontaktlosen Übertragungsteils aus Fig. 9, wobei der Betrag mit durchgezogener Linie (siehe linke Achse) und die Phase mit strichlierter Linie (siehe rechte Achse) dargestellt ist. Vorzugsweise haben der Primärteil und der Sekundärteil des kontaktlosen Übertragungsteils dieselbe Resonanzfrequenz, die hier bei 85 kHz liegt (siehe auch die Phasenlage 0°). Prinzipiell können die Resonanzfrequenzen aber auch unterschiedlich sein, und sie können auch einen anderen Wert als 85 kHz annehmen, beziehungsweise kann es auch mehrere Resonanzfrequenzen geben. Wird ein Ausgangswert der Schaltfrequenz nun in einem Bereich 85 bis 95 kHz gewählt,

beispielsweise bei 90 kHz, so führt sowohl ein Senken der Schaltfrequenz als auch ein Erhöhen derselben letztlich zu induktivem Verhalten des kontaktlosen Übertragungsteils respektive der durch die Schalterstufen 8, 9 geschalteten Last und damit zu einer

Phasenlage < 0°. Dieser Fall tritt etwa bei 85 kHz beziehungsweise bei 98 kHz ein. Die genannten Werte sind zwar typisch für das induktive Übertragungssystem, jedoch nicht zwingend. Denkbar ist auch, dass sich die gezeigte Kurve in einem (geringfügig) anderen Frequenzbereich ergibt. In der Fig. 9 ist der Einfachheit halber ein System ohne Filter 13 dargestellt, jedoch ist leicht vorstellbar, dass die die in Fig. 10 dargestellte Übertragungsfunktion auch bei Hinzufügen des Filters 13 ähnlich aussieht wie in der Fig. 10. Insbesondere kann das Filter 13 so dimensioniert sein, dass es die Phasenlage des kontaktlosen Übertragungsteils vom Filter- Ausgang auf den Filter-Eingang„durchreicht".

Generell ist das Filter 13 auch der durch die Schalterstufen 8, 9 geschalteten Last hinzuzurechnen.

In den obigen Beispielen wurde stets davon ausgegangen, dass die erste Induktivität und die zweite Induktivität den ersten Wicklungsabschnitt 11 und den zweiten Wicklungsabschnitt 12 des Streufeldtransformators 10 ausbilden. Dies ist zwar vorteilhaft für die Erfindung, jedoch keineswegs zwingend. Denkbar ist auch, dass der erste Wicklungsabschnitt 11 und der zweite Wicklungsabschnitt 12 ohne wesentliches Streufeld gekoppelt sind. Insbesondere kann das Verhältnis zwischen der auf den jeweils anderen Wicklungsabschnitt 12, 11 bezogenen Streuinduktivität und der Gesamtinduktivität eines Wicklungsabschnittes 11 , 12 unter 1 :200 beziehungsweise unter 1 :100 liegen. Denkbar ist weiterhin, dass die erste Induktivität 11 und die zweite Induktivität 12 ungekoppelt sind. In diesem Fall sind die Symbole in den Figuren, welche eine solche Kopplung anzeigen (Striche und Punkte), gedanklich aus den Schaltbildern zu entfernen.

Die Erfindung ist nicht auf die beschriebenen Ausführungsformen und die darin

hervorgehobenen Aspekte beschränkt. Vielmehr ist innerhalb des Erfindungsgedankens eine Vielzahl von Abwandlungen möglich, die im Rahmen fachmännischen Handelns liegen. Ebenso ist es möglich, durch Kombination der genannten Mittel und Merkmale weitere Au sf ü h ru ng sva ria n ten zu realisieren, ohne den Rahmen der Erfindung zu verlassen.

BeziiQSzeichen liste

1 Induktive Ladevorrichtung

2 Fahrzeug

3 Elektrischer Energiespeicher

4 Primärspule

5 Wechselrichter

6 Gleichspannungseingang

7 Wechselspannungsausgang

8 Erste Schalterstufe

9 Zweite Schalterstufe

10 Streufeldtransformator

1 1 Erster Wicklungsabschnitt

12 Zweiter Wicklungsabschnitt

13 Filter

14 Filter-Kapazität

15 primärseitige(r) Resonanz-Kapazität / kapazitiver Spannungsteiler

16 Gleichspannungs-Zwischenkreis-Kapazität

17 (Oberes) Schaltelement der ersten Schalterstufe 8

18 (Unteres) Schaltelement der ersten Schalterstufe 8

19 (Oberes) Schaltelement der zweiten Schalterstufe 9

20 (Unteres) Schaltelement der zweiten Schalterstufe 9

21 Sekundärspule

22 Netzeingang

23 Netzfilter

24 Netzgleich richter

25 PFC-Stufe

26 Treiber für die Schaltelemente

27 Controller

28 Sekundärspule

29 sekundärseitige Resonanz-Kapazität

30 Spannungsquelle

31 Lastwiderstand

CIA, C _B , C ₂ A, C _2B , C _3A , C _3B Kapazitäten bzw. Kondensatoren Di _A , D _{1 B} Dioden

L, , L ₂ ; L _{1 H} , L _2H ; L _1S , L _2S Induktivitäten

N, , N ₂ Wicklungszahlen

Q _A , QIB ; Q _2A . Q2B Schaltelemente (MOSFETs, IGBTs) Eingangsströme

Eingangsspannungen Ausgangswechselstrom Ausgangswechselspannung