[0001] Die Erfindung betrifft eine Schaltung zur Erfassung eines komplexen Wechselstromwiderstandes.

[0002] Eine solche Schaltung kann für einen Impedanzsensor in verschiedenen Applikationen verwendet werden.

[0003] Aus dem Dokument EP 3 512 099 B1 ist ein kapazitiver Sensor bekannt, der eine Sensorelektrode aufweist, wobei die Sensorelektrode mit einer Signalerzeugungsschaltung zum Erzeugen eines Ausgabesignals zu der Sensorelektrode verbunden ist, und wobei die Sensorelektrode weiterhin mit einer Signalauswerteschaltung verbunden ist, die dazu ausgebildet ist, ein Eingangssignal von der Sensorelektrode auszuwerten. Die Signalauswerteschaltung weist einen Synchron-Gleichrichter auf, wobei der Synchron- Gleichrichter einen ersten und einen zweiten Schalter aufweist, die mit dem Signalgenerator verbunden sind und zum alternierenden Schalten in Phase mit dem Eingangssignal ausgebildet sind. Mit diesem bekannten Sensor kann nur der Imaginärteil eines komplexen Wechselstromwiderstandes erfasst werden.

[0004] Weitere kapazitive Sensoren sind aus US 2015/0323372 A1 und DE 102012 201 226 B4 bekannt. Letzteres Dokument offenbart eine Sonde für einen kapazitiven Füllstandsensor mit einer Messimpedanz, einer Referenzimpedanz, einem ersten Gleichrichter und einem zweiten Gleichrichter, zwei Messwiderständen, einem Masseanschluss und einem Anschluss, der zum Anschließen einer mehradrigen Verbindungsleitung ausgestaltet ist, wobei die Verbindungsleitung eine erste Ader zur Übertragung eines Sendesignals und vier weitere Adern zur Übertragung von Gleichspannungssignalen aufweist. Diese Schaltung ist vergleichsweise aufwändig.

[0005] DE 102018209 904 A1 offenbart einen Füllstandsensor oder Grenzstandsensor mit Temperaturkompensation. Der Sensor weist eine Verarbeitungseinheit zur Verarbeitung eines Messsignals auf, das mit Hilfe des Sensors erzeugt wurde, und eine Referenzeinheit zur Erzeugung eines Referenzsignals, wobei die Verarbeitungseinheit und die Referenzeinheit jeweils eine Signalumwandlungseinheit mit einer temperaturabhängigen Signalumwandlung aufweisen.

[0006] Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltung zur Erfassung eines unbekannten komplexen Wechselstromwiderstandes bereitzustellen, die einfach aufgebaut ist, und mit der es insbesondere möglich ist, den Wechselstromwiderstand hinsichtlich Imaginärteil und Realteil zu erfassen.

[0007] Zur Lösung dieser Aufgabe wird eine Schaltung zur Erfassung eines komplexen Wechselstromwiderstandes bereitgestellt, mit einer Signalquelle, die dazu ausgelegt ist, ein Wechselspannungsanregungssignal zu erzeugen, einem ersten Signalpfad, einem zweiten Signalpfad und einem dritten Signalpfad, in die jeweils das Wechselspannungsanregungssignal der Signalquelle parallel zueinander eingespeist wird, wobei das Wechselspannungsanregungssignal in den ersten Signalpfad oder in den zweiten und dritten Signalpfad zumindest zeitweise mit einem Phasenversatz gegenüber dem von der Signalquelle erzeugten Wechselspannungsanregungssignal eingespeist wird, wobei der erste Signalpfad einen Hochpass und in Reihe damit den zu erfassenden Wechselstromwiderstand aufweist, wobei ein an einem Messpunkt zwischen dem Hochpass und dem zu erfassenden Wechselstromwiderstand abgegriffenes Messsignal mit dem Wechselspannungsanregungssignal in dem zweiten Signalpfad gemischt und weiterhin demoduliert wird, um ein erstes demoduliertes Messsignal zu erhalten, und mit dem Wechselspannungsanregungssignal in dem dritten Signalpfad gemischt und weiterhin demoduliert wird, um ein zweites demoduliertes Messsignal zu erhalten, und mit einer Signalauswerteeinheit, die die demodulierten Messsignale empfängt und aus den demodulierten Messsignalen den zu erfassenden Wechselstromwiderstand nach Imaginärteil und Realteil bestimmt.

[0008] Mit der erfindungsgemäßen Schaltung kann ein unbekannter Wechselstromwiderstand erfasst werden, der bspw. an eine Messelektrode gegen ein Bezugspotential angeschlossen ist, wobei das Bezugspotential das Bezugspotential der Signalquelle sein kann. Die Schaltung weist eine Signalquelle auf, die ein Wechselspannungsanregungssignal erzeugt, wobei das Spektrum der Signalquelle vorzugsweise so gewählt wird, dass ein breites Frequenzspektrum bzw. Signalband ausgenutzt wird. Das Wechselspannungsanregungssignal wird in einen ersten Signalpfad eingespeist, der einen Hochpass und in Reihe damit den zu erfassenden Wechselstromwiderstand aufweist. Der Hochpass und der zu erfassende Wechselstromwiderstand bilden dabei einen Wechselspannungsteiler. Parallel zur Einspeisung des Wechselspannungsanregungssignals in den ersten Signalpfad wird das Wechselspannungsanregungssignal in einen zweiten Signalpfad und einen dritten Signalpfad eingespeist. Das Messsignal, das der Erfassung des komplexen Wechselstromwiderstandes dient, wird zwischen dem Hochpass und dem zu erfassenden Wechselstromwiderstand abgegriffen. Bei der erfindungsgemäßen Schaltung ist des Weiteren vorgesehen, zumindest zweitweise einen Phasenversatz einzustellen. Bei eingeschaltetem Phasenversatz wird ein gegenüber dem von der Signalquelle erzeugten Wechselspannungsanregungssignal in der Phase gedrehtes Wechselspannungsanregungssignal in den ersten Signalpfad oder in den zweiten und dritten Signalpfad eingespeist. Die Messung des Wechselstromwiderstandes kann dabei alternierend mit eingeschaltetem und ausgeschaltetem Phasenversatz durchgeführt werden. Der Phasenversatz kann bspw. 0° (ausgeschaltet), 90°, 180°, oder 270° betragen, wobei auch -90°, - 180°oder -270° umfasst sind. Das an dem Messpunkt zwischen dem Hochpass und dem zu erfassenden Wechselstromwiderstand abgegriffene Messsignal wird in dem zweiten Signalpfad und dem dritten Signalpfad mit dem Wechselspannungsanregungssignal gemischt. Bei eingeschaltetem Phasenversatz wird das phasenverschobene Messsignal mit dem nicht-phasenverschobenen Wechselspannungsanregungssignal gemischt und demoduliert, oder es wird das nicht-phasenverschobene Messsignal mit dem phasenverschobenen Wechselspannungsanregungssignal gemischt, je nachdem, ob der Phasenversatz im ersten Signalpfad oder im zweiten und dritten Signalpfad vorliegt. Der Phasenversatz kann durch einen Phasenschieber bewirkt werden. Das Mischen und Demodulie- ren ist mit einer Amplitudendemodulation vergleichbar. Die Signalauswerteeinheit empfängt die ggf. tiefpassgefilterten demodulierten Messsignale und bestimmt auf der Basis dieser Signale den zu erfassenden Wechselstromwiderstand nach Imaginärteil und Realteil, was durch den zeitweise eingeschalteten Phasenversatz ermöglicht wird, der nicht nur eine Amplitudenbestimmung, sondern auch eine Phasenbestimmung des Wechselstromwiderstandes ermöglicht.

[0009] Die erfindungsgemäße Schaltung ist einfach aufgebaut und ermöglicht somit auf einfache Weise die Erfassung eines komplexen Wechselstromwiderstandes hinsichtlich Blindanteil und Wirkanteil.

[0010] Bevorzugte Ausgestaltungen sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben bzw. werden nachfolgend beschrieben.

[0011] In einer bevorzugten Ausgestaltung kann der zweite Signalpfad eine erste Diode und einen ersten Messkondensator aufweisen, wobei der Messkondensator an den Messpunkt zwischen dem Hochpass und dem zu erfassenden Wechselstromwiderstand angeschlossen ist, und der dritte Signalpfad eine zweite Diode und einen zweiten Messkondensator aufweisen, wobei der zweite Messkondensator an den Messpunkt zwischen dem Hochpass und dem zu erfassenden Wechselstromwiderstand angeschlossen ist, wobei die erste und die zweite Diode dazu angeordnet sind, alternierend eine Halbwelle des Wechselspannungsanregungssignals durchzulassen.

[0012] Die beiden Messkondensatoren bilden mit den beiden Dioden eine jeweilige einfache Anordnung zum Mischen des am Messpunkt abgegriffenen Messsignals mit dem jeweili- gen im zweiten und dritten Signalpfad geführten Wechselspannungsanregungssignals, und zum Demodulieren der so gemischten Signale. Die Dioden sind über die Messkondensatoren mit dem Messpunkt zwischen dem Hochpass und dem komplexen Wechselstromwiderstand verbunden. Die Schaltung ist so ausgelegt, dass während der positiven Halbwelle des Wechselspannungsanregungssignals der Signalquelle die eine Diode leitend ist und ein Strom über den zugeordneten Messkondensator fließt, wobei der Strom durch den Messkondensator diesen auf eine Messspannung proportional zum Wechselspannungsteiler auflädt. Während der negativen Halbwelle des Wechselspannungsanregungssignals der Signalquelle ist die andere Diode leitend, so dass dann ein Ladestrom durch den zugeordneten Messkondensator fließt. Über den Hochpass und die beiden Messkondensatoren ist das Messsignal am Messpunkt vom Gleichspannungsanteil des Wechselspannungsanregungssignals getrennt.

[0013] Vorzugsweise weisen der erste Messkondensator und/oder der zweite Messkondensator eine Kapazität im Picofarad-Bereich auf.

[0014] Weiterhin kann in dem zweiten oder in dem dritten Signalpfad ein Inverter angeordnet sein, der mit der Signalquelle verbunden und der ersten Diode oder der zweiten Diode vorgeschaltet ist, und der das von der Signalquelle kommende Wechselspannungsanregungssignal invertiert, d.h. um 180° dreht.

[0015] In dieser Ausgestaltung können die beiden Dioden mit zueinander gleicher Polarität in dem zweiten und dritten Signalpfad angeordnet werden. Ebenso ist es jedoch möglich, die beiden Dioden mit zueinander entgegengesetzter Polarität mit der Signalquelle zu verbinden, und ggfl. eine Bias-Spannung einkoppeln, so dass ein Inverter nicht erforderlich ist.

[0016] Weiterhin kann der Hochpass einen Kondensator, insbesondere nur einen Kondensator aufweisen.

[0017] Hierdurch wird die Schaltung hinsichtlich ihrer Komplexität weiter vereinfacht. Die Kapazität des Kondensators des Hochpasses kann in Abhängigkeit von dem zu erwartenden Wertebereich des zu messenden Wechselstromwiderstandes gewählt werden. Dabei ist es bevorzugt, wenn ein möglichst großer Spannungshub zwischen dem Messsignalpegel bei einer geringen Messimpedanz und einer hohen Messimpedanz erreicht wird.

[0018] Es versteht sich, dass zwischen dem Hochpass und der Messelektrode, an der der komplexe Wechselstromwiderstand angeschlossen ist, weitere Filter- und Schutzelemente angeordnet sein können, um die EMV-Eigenschaften der Schaltung zu optimieren.

[0019] Das Frequenzspektrum des von der Signalquelle erzeugbaren Wechselspannungsanregungssignals umfasst vorzugsweise Frequenzen in einem breiten Frequenzband. Vorzugsweise liegen die erzeugbaren Frequenzen in einem Bereich von 100 kHz bis 200 MHz, je nach verwendeter Signalquelle. Die Schaltung kann beispielsweise mit Frequenzen zwischen 5 und 50 MHz betrieben werden. Als Signalquelle kann ein von einem Mikrocontroller gesteuerter spannungsabhängiger Oszillator (VCO) verwendet werden, wobei sich die Steuerspannung nach dem Eingangsbereich des spannungsabhängigen Oszillators richtet und dazu dient, ein breitbandiges Ausgangsspektrum am Ausgang des spannungsabhängigen Oszillators zu erzeugen. Alternativ hierzu kann statt eines spannungsabhängigen Oszillators auch eine in einem Mikrocontroller enthaltene oszillierende Signalquelle entsprechend moduliert werden, um ein breitbandiges Frequenzspektrum auszugeben.

[0020] Vorzugsweise ist die Signalquelle dazu ausgebildet, das Wechselspannungsanregungssignal mit zeitlich veränderlicher Frequenz zu erzeugen. Hierzu kann die Signalquelle bspw. in Form eines Sweep-Generators ausgebildet sein. Hierdurch können auf einfache Weise die EMV-Eigenschaften der Schaltung verbessert werden.

[0021] Weiter vorzugsweise kann die Schaltung einen ersten Tiefpass und einen zweiten Tiefpass aufweisen, in die die demodulierten Messsignale eingespeist werden. Mittels der Tiefpassfilter kann der Wechselspannungssignalanteil von den demodulierten Messsignalen getrennt werden. Den Tiefpässen kann jeweils ein Analog-Digital-Wandler (ADO) nachgeordnet sein, der die Messsignale digitalisiert. Es kann auch nur ein ADO verwendet werden, wobei die oben genannte optionale Subtrahierstufe vor der Digitalisierung über eine Analogstufe durchgeführt wird. [0022] Die Signalauswerteeinheit kann vorzugsweise dazu ausgelegt sein, die demodulierten Messsignale voneinander zu subtrahieren. Hierbei ist von Vorteil, dass zum einen das Messsignal vergrößert wird, und zum anderen werden externe Störsignale herausgerechnet. Aus der Differenz der Messsignale kann dann der komplexe Wechselstromwiderstand bestimmt werden.

[0023] Weiterhin gemäß der Erfindung wird ein Impedanzsensor bereitgestellt, der eine Messelektrode besitzt, an der der zu erfassende komplexe Wechselstromwiderstand gegen ein Bezugspotential angeschlossen ist, und eine Schaltung nach einer oder mehreren der vorstehend genannten Ausgestaltungen aufweist.

[0024] Der erfindungsgemäße Impedanzsensor kann in mannigfaltigen Applikationen verwendet werden. Der Impedanzsensor ist insbesondere in der Lage, nicht nur die Kapazität zwischen der Messelektrode und dem Bezugspotential, insbesondere Erdpotential, zu erfassen, sondern auch die konduktive Kopplung zwischen der Messelektrode und dem Bezugspotential, die durch den Realteil des komplexen Wechselstromwiderstandes bestimmt ist. Dadurch ist es beispielsweise möglich, Objekte zu differenzieren oder Verschmutzungen zu erfassen.

[0025] Beispielsweise kann der Impedanzsensor als Füllstandsensor verwendet werden, um bspw. flüssige Medien oder Schüttgüter in einem Tank kontinuierlich zu überwachen. Die Messelektrode kann dabei als Stab ausgeführt sein. Ein leitendes Hüllrohr oder die leitende Wand des Tanks können dabei als Gegenelektrode dienen. Die Messelektrode und die Gegenelektrode bilden dabei einen Kondensator aus. Der Wert des Kondensators wird durch den Füllstand im Tank kontinuierlich verändert und kann von der erfindungsgemäßen Schaltung gemessen werden. Leitfähige Verschmutzungen wie Biofilme oder andere Ablagerungen im Tank können über den konduktiven Messwert (Leitwert) der erfindungsgemäßen Schaltung erfasst werden. Aber auch Änderungen in den Medieneigenschaften, die sich im Leitwert des Prozessmediums abbilden, können über den konduktiven Messwert erfasst werden. [0026] Der Impedanzsensor kann auch als Grenzstandschalter für ein Prozessmedium verwendet werden. Hierbei kann die Messelektrode bspw. als Kappe ausgeführt werden. Wird die Kappe des Grenzstandschalters vom Prozessmedium kontaktiert, wird die gemessene Kapazität stark verändert und es kann eine Schaltaktivität ausgelöst werden. Damit ist es bspw. möglich, einen Trockenlaufschutz für Pumpen oder einen Überlaufschutz beim Befüllen von offenen Behältern zu realisieren. Auch hier kann der konduktive Messwert dazu verwendet werden, um Verschmutzungen oder Veränderungen im Prozessmedium zu erkennen.

[0027] Weiterhin kann der Impedanzsensor als Näherungssensor verwendet werden, bspw. in der Automatisierungsindustrie. Ähnlich einem Grenzstandschalter kann eine Schaltaktivität ausgelöst werden. Sobald sich bspw. ein Objekt der Messelektrode nähert, verändert sich die Kapazität zwischen der Messelektrode und dem Bezugspotential, bspw. dem Erdpotential. Ist die Signaländerung aufgrund dieser Kapazität ausreichend groß, kann eine Schaltaktivität ausgelöst werden. Die konduktive Messgröße kann dazu verwendet werden, um Objekte zu unterscheiden. Sie kann aber auch dazu genutzt werden, leitende Ablagerungen auf der Messelektrode des Näherungssensors zu erkennen. Damit ist es möglich, in Prozessen, in denen sich bspw. Wasserfilme oder -pfützen auf dem Näherungssensor bilden, weiterhin Objekte zu erfassen.

[0028] Weitere mögliche Verwendungen des erfindungsgemäßen Impedanzsensors sind im Bereich Mensch-Maschine-Interaktion in Form von Tastern, Schiebe- oder Drehgebern gegeben. Außerdem kann der erfindungsgemäße Impedanzsensor ais Durchflusswächter verwendet werden, bei dem die Eigenschaften des Prozessmediums in Bezug auf kapazitive bzw. konduktive Kopplung zum Sensor überwacht werden.

[0029] Weitere Vorteile und Merkmale ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung und der beigefügten Zeichnungen.

[0030] Es versteht sich, dass die vorstehend genannten und nachstehend noch zu erläuternden Merkmale nicht nur in der jeweils angegebenen Kombination, sondern auch in anderen Kombinationen oder in Alleinstellung verwendbar sind, ohne den Rahmen der vorliegenden Erfindung zu verlassen.

[0031] Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden mit Bezug auf diese hiernach näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 ein Prinzipschaltbild eines Wechselspannungsteilers mit einem Wechselstromwiderstand;

Fig. 2 ein Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels einer Schaltung zur Erfassung eines komplexen Wechselstromwiderstandes;

Fig. 3 ein Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels einer Schaltung zur Erfassung eines komplexen Wechselstromwiderstandes;

Fig. 4 ein Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels einer Schaltung zur Erfassung eines komplexen Wechselstromwiderstandes;

Fig. 5 ein Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels einer Schaltung zur Erfassung eines komplexen Wechselstromwiderstandes;

Fig. 6 ein Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels einer Schaltung zur Erfassung eines komplexen Wechselstromwiderstandes;

Fig. 7 ein Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels einer Schaltung zur Erfassung eines komplexen Wechselstromwiderstandes;

Fig. 8 ein Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels einer Schaltung zur Erfassung eines komplexen Wechselstromwiderstandes; und Fig. 9 eine schematische Skizze einer möglichen Verwendung eines Impedanzsensors.

[0032] Fig. 1 zeigt ein Prinzipschaltbild eines Wechselspannungsteilers mit einem unbekannten, insbesondere veränderlichen Wechselstromwiderstand Z, der in Fig. 1 mit dem Bezugszeichen 1 versehen ist. Der unbekannte Wechselstromwiderstand Z ist an eine Messelektrode 2 gegen ein Bezugspotential 3 angeschlossen. Zur Erfassung des unbekannten Wechselstromwiderstandes Z wird die Messelektrode 2 über einen internen Koppelkondensator CK, wie er in Fig. 1 mit dem Bezugszeichen 5 gezeigt ist, an eine Signalquelle 4 angebunden. Das Bezugspotential 3 kann dabei das Bezugspotential der Signalquelle 4 sein. Der Koppelkondensator CK bildet zusammen mit dem unbekannten Wechselstromwiderstand Z einen Wechselspannungsteiler für die Spannung der Signalquelle 4. Das Spektrum der Signalquelle 4 ist idealerweise so zu wählen, dass ein breites Signalband ausgenutzt wird. Dies dient zum einen der Verteilung der Abstrahlleitung auf viele Frequenzen, zum anderen wird dadurch die Empfindlichkeit der Messung gegenüber externen Signalquellen reduziert. Die Messspannung V des Wechselspannungsteilers aus dem Koppelkondensator CK und dem zu bestimmenden Wechselstromwiderstand Z wird zwischen dem Koppelkondensator CK und dem Wechselstromwiderstand Z an einem Messpunkt abgegriffen. In Fig. 1 wird die Messspannung V direkt an der Messelektrode 2 parallel zum Wechselstromwiderstand Z abgegriffen.

[0033] Mit Bezug auf Fig. 2 bis 4 werden nachfolgend Ausführungsbeispiele von Schaltung beschrieben, mit denen der komplexe Wechselstromwiderstand Z auf einfache Weise erfasst werden kann.

[0034] Fig. 2 zeigt eine Schaltung 10 zur Erfassung eines komplexen Wechselstromwiderstandes, der an eine Messelektrode 12 gegen ein Bezugspotential angeschlossen ist, wie mit Bezug auf Fig. 1 beschrieben wurde. Der Wechselstromwiderstand Z ist in Fig. 2 nicht eingezeichnet.

[0035] Die Schaltung 10 weist eine Signalquelle 14 auf, die dazu ausgelegt ist, ein Wechselspannungsanregungssignal zu erzeugen. In dem Ausführungsbeispiel in Fig. 2 weist die Signalquelle 14 einen spannungsabhängigen Oszillator (VCO) 16 auf. Ein Mikrocontroller (pC) 18 erzeugt eine Steuerspannung für den spannungsabhängigen Oszillator 16. Die Steuerspannung richtet sich nach dem Eingangsbereich des spannungsabhängigen Oszillators und dient dazu, ein breitbandiges Ausgangsspektrum am Ausgang des spannungsabhängigen Oszillators 16 zu erzeugen. Die Steuerspannung kann über einen im Mikrocontroller 18 integrierten Digital-Analog-Wandler ausgegeben werden. Alternativ besteht auch die Möglichkeit, ein Pulsbreitenmodulations- (PWM) Signal mit dem Mikrocontroller 18 zu erzeugen und dieses Signal, bspw. mit Hilfe eines Tiefpasses, in eine niederfrequente Steuerspannung für den spannungsabhängigen Oszillator umzuwandeln. Das Steuersignal für den spannungsabhängigen Oszillator kann während einer Sweep-Zeit variiert werden. Dabei kann der zeitliche Verlauf der Steuerspannung so gewählt werden, dass das vom spannungsabhängigen Oszillator generierte Frequenzspektrum optimale EMV-Eigenschaften besitzt. Die Sweep-Zeit kann beispielsweise im Bereich zwischen wenigen Millisekunden und mehreren Sekunden liegen.

[0036] Das Frequenzspektrum des von dem spannungsabhängigen Oszillator 16 ausgegebenen Wechselspannungsanregungssignals kann im Bereich von wenigen kHz bis zu mehreren MHz liegen. Beispielsweise kann das Frequenzspektrum bei 70 MHz beginnen und bis zu einer Frequenz von 150 MHz reichen. Das breitbandige Wechselspannungssignalspektrum dient dazu, die EMV-Eigenschaften der gesamten Schaltung 10 zu verbessern. Zum einen wird die abgestrahlte Energie auf viele Frequenzen verteilt, zum anderen ist die Störempfindlichkeit gegenüber externen Signalfrequenzen reduziert.

[0037] Ausgehend von der Signalquelle 14 weist die Schaltung 10 einen ersten Signalpfad 20, einen zweiten Signalpfad 22 und einen dritten Signalpfad 24 auf, in die jeweils das von der Signalquelle 14 ausgegebene Wechselspannungsanregungssignal parallel zueinander eingespeist wird.

[0038] Das Wechselspannungsanregungssignal wird in den ersten Signalpfad zumindest zeitweise mit einem Phasenversatz eingespeist. Hierzu ist in dem ersten Signalpfad 20 ein Phasenschieber 26 (Arp) angeordnet. Der Phasenschieber 26 sorgt für einen Phasenversatz seines Ausgangssignals gegenüber dem eingespeisten Wechselspannungsanre- gungssignal aus der Signalquelle 14. Der Phasenschieber 26 kann vom Mikrocontroller 18 angesteuert werden, wie mit einer unterbrochenen Linie 28 angedeutet ist. Der Mikrocontroller 18 kann vorgeben, wie groß der Phasenversatz zwischen dem in den Signalpfad 20 eingespeisten Eingangssignal und dem Ausgangssignal am Ausgang des Phasenschiebers 26 sein soll. Typischerweise wird der Phasenversatz auf 0°, 90°, 180° oder 270° eingestellt. Es können aber auch andere Phasenversätze angewendet werden.

[0039] Das Ausgangssignal des Phasenschiebers 26 wird in einen Hochpass 30 eingekoppelt. Wie in später noch zu beschreibenden Ausführungsbeispielen gezeigt ist, kann der Hochpass 30 als Kondensator, entsprechend dem Koppelkondensator 5 in Fig. 1 , ausgeführt sein. Der Hochpass 30 bildet zusammen mit dem an der Messelektrode 12 angeschlossenen, extern zu messenden komplexen Wechselstromwiderstand einen Wechselspannungsteiler, wie oben mit Bezug auf Fig. 1 beschrieben wurde. An einem Messpunkt 32, der wie mit Bezug auf Fig. 1 beschrieben direkt an der Messelektrode 12 gelegen sein kann, wird die Messspannung, aus der wie nachfolgend noch beschrieben wird, der komplexe Wechselstromwiderstand bestimmt, gegenüber dem Bezugspotential, bspw. dem Bezugspotential der Signalquelle 14, abgegriffen.

[0040] Wenn der Hochpass 30 als Kondensator ausgeführt ist, wird die Kapazität des Kondensators des Hochpasses 30 in Abhängigkeit von dem zu erwartenden Wertebereich des zu messenden komplexen Wechselstromwiderstandes gewählt. Ziel ist es dabei, einen möglichst großen Spannungshub zwischen dem Wechselspannungspegel des Messsignals bei einer geringen gemessenen Impedanz und einer hohen gemessenen Impedanz zu erreichen.

[0041] Es versteht sich, dass zwischen dem Hochpass 30 und der Messelektrode 12 weitere Filter- und Schutzelemente angeordnet sein können, beispielsweise um die EMV- Eigenschaften der Schaltung 10 zu optimieren.

[0042] Das von der Signalquelle 14 ausgegebene Wechselspannungsanregungssignal wird parallel zu dem ersten Signalpfad 20 in den zweiten Signalpfad 22 und den dritten Signalpfad 24 eingespeist. Das Wechselspannungsanregungssignal wird in dem gezeigten Ausführungsbeispiel in den Signalpfaden 22 und 24 nicht gegenüber dem Ausgangssignal der Signalquelle 14 phasenverschoben.

[0043] Das am Messpunkt 32 abgegriffene Wechselspannungsmesssignal wird mit dem in den zweiten Signalpfad 22 eingespeisten Wechselspannungsanregungssignal in einem ersten Misch-Demodulier-Glied 34, das im zweiten Signalpfad 22 angeordnet ist, gemischt und weiterhin wird das gemischte Signal demoduliert. Ebenso wird das am Messpunkt 32 abgegriffene Wechselspannungsmesssignal mit dem in den dritten Signalpfad 24 eingespeisten Wechselspannungsanregungssignal in einem zweiten Misch-Demodulier-Glied 36 gemischt, und das gemischte Signal wird demoduliert. Das erste Misch-Demodulier- Glied 34 weist einen ersten Mischer 38 und einen ersten Demodulator 40 auf. Das zweite Misch-Demodulier-Glied 36 weist einen zweiten Mischer 42 und einen zweiten Demodulator 44 auf. Das erste und zweite Misch-Demodulier-Glied 34 sind vorzugsweise einem Amplitudendemodulator bzw. Hüllkurvendemodulator vergleichbar ausgestaltet. Sie können eine Dioden-Kondensator-Anordnung aufweisen, wie in später noch zu beschreibenden Ausführungsbeispielen gezeigt ist. Im Falle einer Ausgestaltung der Misch- Demodulier-Glieder 34, 36 als Dioden-Kondensator-Anordnung kann in einem der Signalpfade 22 oder 24, hier in dem Signalpfad 24, ein Inverter 46 angeordnet sein, der die Phase des in den Signalpfad 24 eingespeisten Wechselspannungsanregungssignals um 180° dreht. Somit können die Dioden in dem ersten und zweiten Misch-Demodulier-Glied 34, 36 mit gleicher Polarität zueinander angeordnet werden. Im Falle einer Ausgestaltung der Misch-Demodulier-Glieder 34, 36 als Dioden-Kondensator-Anordnung hat die jeweilige Diode eine möglichst geringe Sperrschichtkapazität, und auch der jeweilige Kondensator hat typischerweise eine Kapazität im Picofarad-Bereich.

[0044] Das von den Demodulatoren 40 und 44 ausgegebene jeweilige demodulierte Messsignal wird einem jeweiligen Tiefpass 48, 50 zugeführt, die das jeweilige Messsignal von HF- Anteilen trennen. Der Tiefpass 48 und der Tiefpass 50 werden entsprechend der gewünschten Sprungantwort der Schaltung 10 auf Änderungen des zu messenden komplexen Wechselstromwiderstandes dimensioniert. Die tiefpassgefilterten Wechselspannungsmesssignale werden weiterhin einem jeweiligen Analog-Digital-Wandler 52, 54 zugeführt, die die Messsignale digitalisieren. Bei der Dimensionierung der Tiefpässe 48, 50 kann auch das Antialiasing-Kriterium der Analog-Digital-Wandler 52, 54 berücksichtigt werden.

[0045] Die digitalisierten Messsignale werden in einer Signalauswerteeinheit 56, die hier in den Mikrocontroller 18 integriert sein kann, ausgewertet, um Imaginärteil und Realteil des zu bestimmenden Wechselstromwiderstandes zu berechnen. Vorzugsweise werden die der Signalauswerteeinheit 56 zugeführten digitalisierten Messsignale voneinander subtrahiert. Die Messung wird temporär, beispielsweise alternieren, mit Phasenversatz und ohne Phasenversatz durchgeführt, und entsprechend des am Phasenschieber 26 eingestellten Phasenversatzes kann aus diesen Messungen gezielt der imaginäre bzw. reale Signalanteil des zu messenden komplexen Wechselstromwiderstandes bestimmt werden.

[0046] In Fig. 3 ist ein gegenüber Fig. 2 abgewandeltes Ausführungsbeispiel einer Schaltung 10a gezeigt. Elemente der Schaltung 10a, die mit Elemente der Schaltung 10 identisch oder vergleichbar sind, sind mit den gleichen Bezugszeichen versehen wie in Fig. 2.

[0047] Nachfolgend werden nur die Unterschiede der Schaltung 10a gegenüber der Schaltung 10 beschrieben.

[0048] In der Schaltung 10a ist der Phasenschieber 26 nicht in dem ersten Signalpfad 20 angeordnet, sondern in den Signalpfaden 22 und 24. Bei der Schaltung 10a wird somit das am Messpunkt 32 abgegriffene, gegenüber dem von der Signalquelle 14 ausgegebenen Wechselspannungsanregungssignal nicht-phasenverschobene Messsignal mit den phasenverschobenen Wechselspannungsanregungssignalen in den Signalpfaden 22 und 24 gemischt, wenn über den Phasenschieber 26 ein Phasenversatz eingestellt wird.

[0049] Mit der Schaltung 10a kann somit wie mit der Schaltung 10 ein unbekannter Wechselstromwiderstand Z, der an die Messelektrode 12 gegen ein Bezugspotential angeschlossen ist, nach Real- und Imaginärteil bestimmt werden.

[0050] In Fig. 4 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Schaltung 10b zur Erfassung eines komplexen Wechselstromwiderstandes gezeigt. Elemente der Schaltung 10b, die mit Elementen der Schaltung 10 in Fig. 2 identisch oder vergleichbar sind, sind mit den gleichen Bezugszeichen wie in Fig. 2 versehen. Nachfolgend werden nur die Unterschiede der Schaltung 10b zu der Schaltung 10 beschrieben.

[0051] Ein Unterschied betrifft die Ausgestaltung der Signalquelle 14. Statt eines spannungsabhängigen Oszillators VCO wie in Fig. 2 weist die Schaltung 10b als Signalquelle 14 einen im Mikrocontroller 18 enthaltenen oszillierenden Signalgenerator 16 auf, der entsprechend moduliert wird, um ein breitbandiges Frequenzspektrum auszugeben. Abhängig vom Mikrocontroller 18 liegen dabei die ausgegebenen Wechselspannungsanregungssignalfrequenzen im kHz- bis unteren MHz-Bereich. Beispielhaft kann das von dem oszillierenden Signalgenerator 16 ausgegebene Frequenzspektrum bei 150 kHz beginnen und bis zu einer Frequenz von 2 MHz reichen. Die Integration der Signalquelle 14 in den Mikrocontroller 18 ist insbesondere für kompakte Bauformen der Schaltung, bspw. im Bereich Mensch-Maschinen-Schnittstelle in Form von Tastern und dergleichen, bevorzugt.

[0052] Des Weiteren sind bei der Schaltung 10b auch die Analog-Digital-Wandler 52, 54, der Phasenschieber 26 und der Inverter 46 in den Mikrocontroller 18 integriert.

[0053] Mit Bezug auf Fig. 5 bis 8 werden weitere Ausführungsbeispiele von Schaltungen beschrieben, die nach dem gleichen Grundprinzip wie die Schaltungen 10, 10a und 10b arbeiten. Elemente der nachfolgend beschriebenen Schaltungen, die mit Elementen der Schaltungen 10, 10a, 10b identisch oder vergleichbar sind, sind mit den gleichen Bezugszeichen versehen wie in Fig. 2 bis 4.

[0054] Fig. 5 zeigt eine Schaltung 100 zur Erfassung eines komplexen Wechselstromwiderstandes Z, der an eine Messelektrode 12 gegenüber das Bezugspotential der Signalquelle 14 angeschlossen ist. Das Messsignal wird an einem Messpunkt 32 abgegriffen. Die Signalquelle 14 kann so ausgestaltet sein, wie mit Bezug auf Fig. 2 oder mit Bezug auf Fig. 4 beschrieben wurde. [0055] In der Schaltung 100 ist der Hochpass 30 in Fig. 2 bis 4 als Kondensator 60 ausgeführt. Die Misch-Demodulier-Glieder 34, 36 in Fig. 2 bis 4 sind hier konkret als Dioden- Kondensator-Anordnung ausgeführt, mit einer Diode (D1) 62 und einem Messkondensator 64, über den die Diode 62 mit dem Messpunkt 32 verbunden ist, bzw. mit einer Diode (D2) 66, die über einen Messkondensator 68 mit dem Messpunkt 32 verbunden ist. Das Wechselspannungsanregungssignal der Signalquelle 14 wird parallel zur Einkopplung in den ersten Signalpfad 20, der den Wechselspannungsteiler aus dem Kondensator 60 und dem zu erfassenden Wechselstromwiderstand Z enthält, in die Diode 62 und in die Diode 66 im zweiten und dritten Signalpfad 22, 24 eingespeist. Dabei wird über den Inverter 46, der hier im zweiten Signalpfad 22 angeordnet ist, das invertierte Wechselspannungsanregungssignal der Signalquelle 14 an die Diode D1 angeschlossen. Die Dioden 62 und 66 sind mit zueinander gleicher Polarität an die Signalquelle 14 angeschlossen.

[0056] Während der positiven Halbwelle des Wechselspannungsanregungssignals der Signalquelle 14 ist die Diode 66 (D2) leitend und es fließt ein Strom über den Messkondensator 68. Der Strom durch den Kondensator 68 lädt diesen auf eine Messspannung proportional zum Wechselspannungsteiler aus dem Kondensator 60 und dem Wechselstromwiderstand Z auf. Während der negativen Halbwelle des Wechselspannungsanregungssignals der Signalquelle 14 ist aufgrund des Inverters 46 die Diode 62 leitend. Während die Diode 62 leitend ist, fließt ein Ladestrom durch den Messkondensator 64.

[0057] Die Spannung am Messpunkt 32 der Messelektrode 12 ist über die Kondensatoren 60, 64 und 68 vom Gleichspannungsanteil der Signalquelle 14 getrennt. Damit ist die jeweilige Messspannung am Eingang der Tiefpässe 48, 50 gleich der Ladung der Kondensatoren 64 und 68 zuzüglich eines Wechselspannungssignalanteils. Die Tiefpässe 48, 50 trennen den Wechselspannungssignalanteil von den Messsignalen der Kondensatorladungen der Kondensatoren 64, 68. Die tiefpassgefilterten Messsignale können dann in Analog-Digital- Wandlern ADC1 und ADC2 digitalisiert werden. Ein Phasenschieber, der in Fig. 5 beispielhaft durch „+- 90°“ angedeutet ist, kann in den zweiten und dritten Signalpfad 22, 24 geschaltet sein. Die durch die Analog-Digital-Wandler ADC1 und ADC2 digitalisierten Messsignale können dann in einer Auswerteeinheit wie oben beschrieben ausgewertet werden, um den komplexen Wechselstromwiderstand Z hinsichtlich Realteil und Imaginärteil zu bestimmen. [0058] In der Auswerteschaltung wird, wie oben beschrieben, vorzugsweise die Differenz der digitalisierten Messsignale gebildet. Dadurch wird zum einen das letztendlich resultierende Messsignal vergrößert, und zum anderen werden externe Störsignale herausgerechnet.

[0059] Die Dioden 62 und 66 werden vorzugsweise in einem gemeinsamen Gehäuse untergebracht, um Temperaturunterschiede zwischen den Dioden 62 und 66 zu reduzieren.

[0060] Die Schaltung 100 in Fig. 5 hat unter anderem den Vorteil, dass die entstehenden Messspannungen ein positives Vorzeichen haben, und damit leicht bspw. mit Hilfe der Analog-Digital-Wandler ADC1 weiterverarbeitet werden können.

[0061] Widerstände R1 und R2 in Fig. 5 dienen dazu, den Bias-Strom durch die Dioden 62 und 66 gegen ein Bezugspotential abzuleiten. Das Bezugspotential kann eine Referenzspannungsquelle oder wie in Fig. 5 dargestellt, das Bezugspotential der Signalquelle 14 sein. Durch die Widerstände R1 und R2 wird des Weiteren eine Signaldrift aufgrund der Bias- Ströme reduziert bzw. vermieden.

[0062] Fig. 6 zeigt eine Schaltung 100a, die eine Variante der Schaltung 100 in Fig. 5 ist. Elemente der Schaltung 100a, die mit Elementen der Schaltung 100 in Fig. 5 identisch oder vergleichbar sind, sind mit den gleichen Bezugszeichen wie in Fig. 5 versehen. Hiernach werden nur Unterschiede zu der Schaltung 100 beschrieben.

[0063] In der Schaltung 100a und der Schaltung 100 sind die beiden Dioden 62, 66 mit gegenüber Fig. 5 entgegengesetzter, aber weiterhin untereinander gleicher Polarität an die Signalquelle 14 angeschlossen. Hierbei kann zusätzlich eine Bias-Spannung (BIAS) notwendig sein. Die Bias-Spannung sorgt dafür, dass die Dioden 62 und 66 in einen leitenden Zustand versetzt werden, wenn der Spannungspegel an der Kathode der jeweiligen Diode ausreichend weit unterhalb der Bias-Spannung liegt. Der Strom durch die Dioden 62 und 66 ist zusätzlich über einen jeweiligen Widerstand R1 bzw. R2 begrenzt. [0064] Die Kondensatoren 64, 68 der Schaltungen 100 und 100a können bezüglich ihrer Kapazitäten im Wesentlichen gleichgroß dimensioniert sein. Sie können aber auch unterschiedlich dimensioniert sein.

[0065] Die Widerstände R1, R2 bzw. die Eingangswiderstände der Tiefpassfilter 48, 50 können über den Frequenzbereich der Signalquelle 14 um ein Vielfaches größer sein als der Wechselstromwiderstand des Kondensators 66 des Hochpasses 30.

[0066] Die Dioden 62 und 66 sollten eine möglichst kleine Sperrschichtkapazität besitzen.

[0067] In Fig. 6 kann ein Phasenschieber an einer Position 70 vorgesehen sein.

[0068] Um den komplexen Wechselstromwiderstand Z zu bestimmen, wird neben der Messung der Messspannung am Messpunkt 32 in Phase mit dem Wechselspannungsanregungssignal der Signalquelle 14 ein phasenverschobenes Messsignal benötigt. Hierzu wird, wie in Fig. 5 dargestellt, das Wechselspannungsanregungssignal in die Signalpfade 22, 24 bspw. um 90° versetzt eingekoppelt. Die Messung mit und ohne Phasenversatz kann alternierend erfolgen, indem der Phasenversatz aus- oder eingeschaltet wird. Dabei kann die Messspannung am Messpunkt 32 für einen bestimmten Zeitraum, bspw. dem Zeitraum, um ein bestimmtes Frequenzspektrum zu durchschreiten (Wöbbel periode), bestimmt werden. Anschließend wird die Messung mit einem Phasenversatz von bspw. + oder -90° wiederholt. Die beiden so erhaltenen Messsignale können als Messgrößen für den komplexen Wechselstromwiderstand zur Amplituden- und Phasenberechnung des Wechselstromwiderstandes Z verwendet werden.

[0069] Fig. 7 und 8 zeigen weitere Ausführungsbeispiele einer Schaltung 100b und Schaltung 100c, wobei wiederum für Elemente, die mit Elementen der Schaltung 100 in Fig. 5 identisch oder vergleichbar sind, die gleichen Bezugszeichen verwendet wurden wie in Fig. 5. Es werden nur Unterschiede zu der Schaltung 100 beschrieben.

[0070] In Fig. 7 sind die Dioden 62 und 66 mit entgegengesetzter Polarität zueinander im zweiten bzw. dritten Signalpfad 22, 24 angeordnet. Der Inverter 46 kann somit entfallen. [0071] Das Gleiche gilt für die Schaltung 100c in Fig. 8, bei der die beiden Dioden 62, 66 mit dem Bezug zu Fig. 7 umgekehrte Polarität in den entsprechenden Signalpfaden 22 und 24 angeordnet sind.

[0072] Fig. 9 zeigt einen Impedanzsensor 200, der die Messelektrode 12 und eine Schaltung 210 aufweist, die mit der Messelektrode 12 verbunden ist. Die Schaltung 210 kann die Schaltung 10, 10a, 10b, 100, 100a, 100b, 100c sein.

[0073] In dem Ausführungsbeispiel in Fig. 9 wird der Impedanzsensor 200 als Füllstandsensor verwendet, um den Füllstand eines flüssigen Mediums 220 oder eines Schüttguts 220 in einem Tank 230 kontinuierlich zu überwachen. Die Messelektrode 12 kann hierzu als Stab ausgeführt sein. Ein leitfähiges Hüllrohr 13 oder die Wand des Tanks 230 können dabei als Gegenelektrode dienen, sofern die Wand des Tanks 230 zumindest teilweise leitfähig ist. Die Messelektrode 12 und die Gegenelektrode bilden einen Kondensator aus. Der Wert des Kondensators wird durch den Füllstand im Tank 230 kontinuierlich verändert und kann von der Schaltung 210 gemessen werden. Leitfähige Verschmutzungen wie Biofilme oder andere Ablagerungen im Tank 230 können über den Realteil, d.h. den konduktiven Anteil des gemessenen Wechselstromwiderstandes über die Sensorelektronik der Schaltung 210 erfasst werden. Aber auch Änderungen in den Medieneigenschaften, die sich im Leitwert des Mediums 220 abbilden, können über den konduktiven Messwert erfasst werden.

[0074] Ein weiterer Anwendungsfall eines Impedanzsensors, der mit einer Schaltung 10, 10a, 10b, 100, 100a, 100b, 100c ausgeführt oder verbunden ist, kann die Ausführung als Grenzstandschalter sein. Hierbei kann die Messelektrode 12 bspw. als Kappe ausgeführt sein. Wird die Kappe des Grenzstandschalters von einem Prozessmedium kontaktiert, wird die gemessene Kapazität stark verändert und es kann eine Schaltaktivität ausgelöst werden. Damit ist es möglich, einen Trockenlaufschutz für Pumpen oder einen Überlaufschutz beim Befüllen von offenen Behältern zu realisieren. Auch hier kann der konduktive Messwert dazu verwendet werden, um Verschmutzungen oder Veränderungen im Prozessmedium zu erkennen. [0075] Eine weitere mögliche Verwendung eines Impedanzsensors mit einer Schaltung gemäß den vorliegenden Ausführungsbeispielen ist die Verwendung als Näherungssensor in der Automatisierungsindustrie. Ähnlich zu einem Grenzstandschalter wird in Abhängigkeit des Wertes des gemessenen Wechselstromwiderstandes eine Schaltanwendung ausgelöst. Sobald sich ein Objekt der Messelektrode 12 nähert, verändert sich die Kapazität zwischen Messelektrode 12 und Erdpotential. Ist die Signaländerung aufgrund dieser Kapazität ausreichend groß, kann eine Schaltaktivität ausgelöst werden. Die konduktive Messgröße kann dazu verwendet werden, um zwischen Objekten zu unterscheiden. Sie kann aber auch dazu benutzt werden, leitende Ablagerungen auf der Messelektrode 12 des Näherungssensors zu erkennen. Damit ist es möglich, in Prozessen, in denen sich bspw. Wasserfilme oder -pfützen auf dem Näherungssensor bilden, weiterhin Objekte zu erfassen.

[0076] Weitere Verwendungen eines Impedanzsensors mit einer Schaltung gemäß einer der oben beschriebenen Ausführungsbeispiel liegen im Bereich Mensch-Maschine-Interaktion in Form von Tastern, Schiebe- oder Drehgebern. Des Weiteren sind Anwendungen als Durchflusswächter möglich, bei denen die Eigenschaften des Prozessmediums in Bezug auf kapazitive bzw. konduktive Kopplung zum Impedanzsensor überwacht werden.