Die Erfindung betrifft eine Ansteuerschaltung zur Erzeugung einer Hochspannung, die an die Elektroden eines Elektroabscheiders angelegt wird. Ein weiterer Aspekt ist die Verwendung einer solchen Ansteuerschaltung in einer Vorrichtung, z.B. einem Raumluftfilter oder einem Feinstaubfilter. Weiter betrifft die Erfindung eine Platine, auf der eine erfindungsgemäße Ansteuerschaltung mittels diskreter Bauelemente implementiert ist.

Elektroabscheider kommen beispielsweise in Raumluftfiltern, Feinstaubfiltern oder ähnlichen Geräten zum Einsatz. Die Elektroden des Elektroabscheiders werden herkömmlich mit einer gepulsten positiven Hochspannung angesteuert, um zwischen den Elektroden des Elektroabscheiders ein Plasma zu erzeugen. Dazu werden in den Endgeräten Steuerschaltungen eingesetzt, die die eingangsseitige Niederspannung in die Hochspannung umsetzen. Dabei kommen häufig Transformatoren zum Einsatz, die einen entsprechend hohen Multiplikationsfaktor durch entsprechende Wahl der Windungszahlen auf der Primärseite und der Sekundärseite des Transformators zur Verfügung stellen.

Die Patentanmeldung WO 2021/224017 Ai beschreibt einen Raumluftreiniger, bei dem eine mit Wasser umspülte Emissionselektrode einer Anordnung von Gegenelektroden gegenüber liegt, um das gewünschte elektrische Feld zwischen Emissionselektrode und Gegenelektrode zu bilden. Die Gegenemissionselektroden sind aus Nadeln gebildet.

Die Patentschrift US 8,529,830 B2 beschreibt eine Luftreinigungsvorrichtung. Die Luftreinigungsvorrichtung umfasst einen Plasmareaktor, der von einer Spannungsversorgungsschaltung mit Spannungspulsen angetrieben wird, wobei die Breite der Spannungspulse durch die Spannungsversorgungsschaltung variiert werden kann. Die Spannungsversorgungsschaltung wird eingangsseitig mit einer Wechselspannung versorgt, die mittels einer Gleichrichterschaltung und anschließendem Filter zunächst in eine Gleichspannung umgewandelt wird. Ein digitaler Steuerkreis der Spannungsversorgungsschaltung steuert dabei die Primärseite eines Transformators mittels eines Schalters mit Pulsen der Gleichspannung an, sodass ausgangsseitig auf der Sekundärseite des Transformators Hochspannungsimpulse von 10-2 ps einer positiven Hochspannung im Bereich von 12 kV bis 16 kV (Spitze-Tal-Wert) erzeugt werden, mittels der ein Plasma erzeugt wird. Die Regelung des Steuerkreises erfolgt dabei basierend auf der durch den Schalter fließenden, primärseitigen Strom im primärseitigen Teil der der Spannungsversorgungsschaltung. Die Pulsfrequenz der Spannungsversorgungsschaltung liegt dabei im Bereich 20-100 kHz.

Die Patentanmeldung US 2004/0033176 Ai beschreibt eine elektrokinetische Klimaanlage die Partikel aus der Luft entfernt, um einen partikelfreien Luftstrom zu erzeugen. Die Klimaanlage umfasst einen lonengenerator mit einer Elektrodenanordnung, die eine erste Reihe von Emitterelektroden, eine zweite Reihe von Kollektorelektroden und einen Hochspannungsgenerator enthält. Der Hochspannungsgenerator erzeugt aus der eingangsseitigen Wechselspannung, die zunächst in eine Gleichspannung umgesetzt wird unter Verwendung eines Oszillators, der einen Schalter statisch mit einer Frequenz von 20 kHz schaltet, um Spannungspulse zu erzeugen. Die Spannungspulse werden mittels eines Transformators in Hochspannungspulse hochgesetzt werden. Auf der Sekundärseite des Transformators kommt ein weiterer Spannungsmultiplikator zum Einsatz, um Hochspannungspulse zu erzeugen.

Dieser Patentanmeldung liegt unter anderem die Aufgabe zugrunde, eine verbesserte Ansteuerschaltung zur Erzeugung einer Hochspannung für die Ansteuerung eines Elektroabscheiders vorzuschlagen. Bei der Verbesserung der Ansteuerung können einer oder mehrere der folgenden Gesichtspunkte berücksichtigt werden: die Stabilität der Ansteuerschaltung über den gewünschten Temperaturbereich, in dem sie betrieben wird (beispielsweise -40 °C bis +160 °C); eine hohe Ansprechgeschwindigkeit des Regelkreises auf die Umgebungstemperaturen und -parameter (beispielsweise schnelle Temperaturwechsel, unerwünschte Durchschläge des Plasmas, etc.); hohe Anforderungen an die elektromagnetische Verträglichkeit (EMV); Möglichkeit des diskreten Aufbaus der Schaltung; Miniaturisierung der Einzelkomponenten, insbesondere des Transformators, der Ansteuerschaltung. Diese Aufgabe wird durch den Gegenstand des unabhängigen Patentanspruchs i gelöst.

Ein weiterer Aspekt und eine weitere Aufgabe dieser Patentanmeldung liegt in der Gestaltung einer Platine, die die Ansteuerschaltung realisiert und dabei zuverlässig Kriechströme und Funkenüberschlag auf der Platine unterbinden kann. Diese Aufgabe wird durch den Gegensand des unabhängigen Patentanspruchs 22 gelöst.

Ein wesentlicher weiterer Aspekt und eine weitere Aufgabe dieser Erfindung ist es, einen Raumluftreiniger, wie beispielsweise aus der Patentanmeldung WO 2021/224017 Ai bekannt, zu verbessern, insbesondere eine Steuerung und/oder elektronische Ansteuerung anzugeben, um im Hinblick auf den Einsatz einer Flüssigkeit, die die Gegenelektrode benetzt, ausreichende Reinigungsergebnisse einerseits, andererseits die hohen Anforderungen an die Sicherheit der in dem zu reinigenden Raum befindlichen Personen sicherzustellen. Diese Aufgabe wird durch den Gegenstand des unabhängigen Patentanspruchs 31 gelöst.

Ein Aspekt der Erfindung betrifft eine Ansteuerschaltung zur Erzeugung einer Hochspannung, die an die Elektroden eines Elektroabscheiders angelegt wird. In Gegensatz zu herkömmlichen Ansteuerschaltungen, werden die Elektroden des Elektroabscheiders nicht mit einer gepulsten Hochspannung angesteuert, sondern mit einer Gleichspannung im Hochspannungsbereich, sodass über die Elektroden des Elektroabscheiders ein Gleichstrom fließt. Der Regelkreis der Ansteuerschaltung umfasst eine Strommesseinheit, die den über die Elektroden des Elektroabscheiders fließenden Gleichstrom misst. Der Regelkreis regelt die Ausgangsleistung der Steuerschaltung basierend auf dem gemessenen Wert des fließenden Gleichstroms und regelt den Gleichstrom auf einen Referenzstromwert. Der Regelkreis kann beispielsweise einen Regelungszyklus von einschließlich 5 ms oder weniger, bevorzugt 2 ms oder weniger, weiter bevorzugt 1 ms oder weniger aufweisen. Je kürzer der Regelzyklus, desto schneller können Schwankungen gemessenen Gleichstrom erkannt und ausgeregelt werden.

Eine Ausführungsform der Erfindung betrifft eine Vorrichtung mit einer Ansteuerschaltung, die eingerichtet ist, aus einer Niederspannung einer Gleichspannungsquelle eine Hochspannung zu erzeugen und die Hochspannung an die eine oder mehreren Emissionselektroden und deren Gegenelektrode des Elektroabscheiders anzulegen, um ein Gleichstromplasma zwischen der/den Emissionselektrode(n) und der Gegenelektrode zu erzeugen. Die Ansteuerschaltung umfasst dabei einen Regelkreis mit einer Strommesseinheit. Die Strommesseinheit misst den durch die Emissionselektrode(n) über das Gleichstromplasma zur Gegenelektrode des Elektroabscheiders zum gemeinsamen Referenzpotential der Ansteuerschaltung fließenden Gleichstrom. Der Regelkreis ist dazu eingerichtet, die Ausgangsleistung der Ansteuerschaltung (bzw. deren Ausgangsstrom) basierend auf dem Wert des gemessenen fließenden Gleichstroms auf einen Referenzstromwert zu regeln. Bei dem Referenzpotenzial der Ansteuerschaltung kann es sich beispielsweise um das Bezugspotential handeln, das für die Festlegung aller Spannungen in der Ansteuerschaltung verwendet wird. Dieses Bezugspotential wird auch als interne Masse bezeichnet. Diese kann oder kann auch nicht der Erdmasse (common ground) entsprechen.

In einer weiteren Ausführungsform ist der Regelkreis eingerichtet, die Ausgangsleistung der Ansteuerschaltung (bzw. deren Ausgangsstrom) basierend auf dem gemessenen Wert des Gleichstroms relativ zu dem Referenzstromwert auf einen Arbeitspunkt einzustellen, bei dem eine Funkenentladung des Gleichstromplasmas zwischen den Emissionselektroden und der Gegenelektrode verhindert wird. Hierbei ist anzumerken, dass in den Ausführungsformen der Erfindung, die Funkenentladung/Durchschlag des Gleichstromplasmas als Fehlerfall angesehen wird und die Regelung durch den Regelkreis ein solches Durchschlagen des Gleichstroms möglichst verhindert.

Ob Durchschläge auftreten, hängt unter anderem von den Vorwiderständen der Emissionselektroden sowie deren Isolation und den Bedingungen im Abscheideraum ab. Im Abscheideraum können Druckschwankungen (z.B. zuschlagende Türen) oder makroskopische Partikel (z.B. Haare) zu Durchschlägen führen. Während sich Durchschläge aufgrund von makroskopischen Partikeln nur schwer ausregeln lassen, können beispielsweise Druckschwankungen im Abscheideraum mittels der erfindungsgemäßen Regelung mit hoher Zuverlässig verhindert werden. Wenn man beispielsweise von der Anwendung der Erfindung in einem Luftreiniger mit einer Clean Air Delivery Rate (CADR) von 250 m ³ /h ausgeht und einen Einbruch der CADR um 10 m ³ /h toleriert, sowie als Ursache dafür Durchschläge sieht, die zu Restarts der Platine führen, kann eine Durchschlagsrate wie folgt abgeschätzt werden. Wenn ein Restart 5 s dauert (parametrierbar), dann entsprechen 10 m ³ /h ungefähr 0,5 Durchschläge pro Minute. Die Durchschlagsrate von herkömmlichen Elektroabscheiders liegt hier oftmals im Bereich von 40 oder mehr Durchschlägen pro Minute. In einer weiteren Ausführungsform umfasst der Regelkreis der Ansteuerschaltung eine Regeleinheit, die den gemessenen Wert des fließenden Gleichstroms von der Strommesseinheit erhält und ein Steuersignal erzeugt. Die Regeleinheit kann beispielsweise mittels eines Mikroprozessors, einer diskreten Schaltung oder einer integrierten Schaltung (z.B. Application Specific Integrated Circuit (ASIC) oder programmierbare Logik (z.B. Field Programmable Gate Array (FPGA), Programable Logic Device (PLD), etc.) oder Kombinationen der genannten Möglichkeiten ausgebildet sein. Als möglicher Mikroprozessor kann beispielweise ein Microcontroller der S12ZVM Familie von NXP, wie beispielweise der Microprozessor S912ZVMBA6F0WLF von NXP, eingesetzt werden. Das von der Regeleinheit erzeugte Steuersignal ist beispielweise ein Transistor-Transistor-Logik (TTL) Steuersignal oder CMOS Steuersignal. Die Regeleinheit kann ferner eingerichtet sein, die Frequenz des Steuersignals basierend auf dem Wert des Gleichstroms und dem Referenzstromwert zu variieren, um den durch die Emissionselektroden über das Gleichstromplasma zur Gegenelektrode des Elektroabscheiders zum gemeinsamen Referenzpotential der Ansteuerschaltung und des Elektroabscheiders fließenden Gleichstrom auf den Referenzstromwert zu regeln. In einer beispielhaften Ausführungsform hat das Steuersignal eine Frequenz im Bereich einschließlich 120,0 kHz bis einschließlich 200,0 kHz, bevorzugt im Bereich einschließlich 130,0 kHz bis einschließlich 170,0 KHz. Die Resonanzfrequenz des Transformators ist dabei höher ist als die Frequenz des Steuersignals; sie liegt bevorzugt im Bereich einschließlich 200,0 kHz bis 240,0 kHz.

In einer weiteren Ausführungsform weist die Ansteuerschaltung einen Transformator und eine mit einer sekundärseitigen Spule des Transformators verbundene Hochspannungskaskade auf, um die Niederspannung der Niederspannungs-Gleichspannungsquelle oder eine davon abgeleitete Gleichspannung in die Hochspannung zu wandeln. Die Strommesseinheit misst den Gleichstrom an einem Mittelabgriff eines Spannungsteilers, wobei der Spannungsteiler auf einer Seite mit der sekundärseitigen Spule des Transformators verbunden ist und auf der anderen Seite mit der Gegenelektrode des Elektroabscheiders und dem Referenzpotential der Ansteuerschaltung verbunden ist.

Ein weiterer Aspekt der Erfindung betrifft den Aufbau des Transformators, der in den unterschiedlichen Ausführungsformen der Ansteuerschaltung eingesetzt werden kann. Der Transformator enthält entweder eine primärseitige Spule und eine sekundärseitige Stufe oder alternativ, zwei primärseitige Spulen, die gleichsinnig gewickelt und in Reihe geschaltet sind und eine sekundärseitige Spule. In letzterem Falle können die primärseitigen Spulen optional ineinandergeschoben sein, um den Transformator kompakter zu bauen. In einer Ausführungsform der Erfindung sind die Wicklungen der sekundärseitigen Spule in mehrere Teilspulen eingeteilt. Der Transformator kann ferner ein nichtleitendes Gehäuse (z.B. einen Wickelkörper) umfassen, das in mehrere in eine Richtung parallel zueinander angeordnete und voneinander durch ein nichtleitendes Material getrennte Gehäuseabschnitte unterteilt ist, in denen die jeweiligen Teilspulen angeordnet sind. Der Transformator kann beispielsweise in einem EFD20 Gehäuse integriert werden. Die Resonanzfrequenz des Transformators liegt bevorzugt im Bereich einschließlich 200,0 kHz bis 240,0 kHz.

In einer beispielhaften Ausführungsform des Transformators bzw. der Ansteuerschaltung liegt das Verhältnis der Anzahl der Wicklungen der (einen) primärseitigen Spule oder jeder der beiden primärseitigen Spulen des Transformators und der Anzahl der Wicklungen der sekundärseitigen Spule des Transformators im Bereich einschließlich 0,015 bis einschließlich 0,025. In einer beispielhaften Ausführungsform beträgt dieses Verhältnis 0,02. Beispielsweise liegt die Anzahl der Wicklungen der primärseitigen Spule(n) des Transformators zwischen einschließlich 13 Wicklungen und einschließlich 18 Wicklungen und Anzahl der Wicklungen der sekundärseitigen Spule des Transformators liegt zwischen einschließlich 700 Wicklungen und einschließlich 800 Wicklungen.

Weitere Ausführungsformen betreffen die Ansteuerung des Transformators der Ansteuerschaltung durch Leistungsschalter, wie beispielweise Leistungstransistoren (z.B. Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (MOSFET)) oder Thyristoren.

In einer beispielhaften Ausführungsform wird der Transformator mit zwei Leistungsschaltern angesteuert. Beispielweise können die beiden Leistungsschalter als n-Kanal Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (NMOS MOSFETs) ausgeführt werden. Die Ansteuerschaltung umfasst dabei einen Transformator mit zwei primärseitigen, gleichsinnig gewickelten Spulen und einer sekundärseitigen Spule. Jede primärseitige Spule weist ein Ende auf, das mit Niederspannung der Gleichspannungsquelle bzw. einer daraus abgeleiteten Gleichspannung verbunden ist. Ferner umfass die Ansteuerschaltung einen ersten Leistungsschalter (z.B. Leistungstransistor oder Thyristor), der mit einem frequenzvariablen pulsweitenmodulierten Steuersignal (PWM-Steuersignal) angesteuert wird und in Abhängigkeit von dem Steuersignal ein zweites Ende einer ersten der beiden primärseitigen Spulen mit dem Referenzpotential der Ansteuerschaltung verbindet; und einen zweiten Leistungsschalter (z.B. Leistungstransistor oder Thyristor), der mit dem invertierten frequenzvariablen PWM-Steuersignal angesteuert wird und in Abhängigkeit von dem invertierten frequenzvariablen PWM-Steuersignal ein zweites Ende der zweiten der beiden primärseitigen Spulen mit dem Referenzpotential der Ansteuerschaltung verbindet. Bei einem Tastgrad von 50% handelt es sich bei dem „invertierten frequenzvariablen PWM-Steuersignal“ um ein zum frequenzvariablen PWM-Steuersignal gleichphasiges jedoch invertiertes Signal: Eine steigende Flanke des PWM-Steuersignals korrespondiert zeitlich mit einer fallenden Flanke des invertierten PWM-Steuersignals und eine fallende Flanke des PWM-Steuersignals korrespondiert zeitlich mit einer steigenden Flanke des invertierten PWM- Steuersignals.

In einer weiteren Ausführungsform der Ansteuerschaltung werden mehrere Treiberschaltungen, die das TTL oder CMOS Steuersignal der Regeleinheit des Regelkreises in an die Signalpegel der Leistungsschalter angepasst. Entsprechend umfasst die Ansteuerschaltung ferner eine erste Treiberschaltung, die als ein oder mehrstufiger Pegelumsetzer ausgebildet ist, um den Signalpegel des TTL/CMOS Steuersignals an den Signalpegel des ersten Leistungsschalters anzupassen und das angepasste Steuersignal dem ersten Leistungsschalter als das frequenzvariable PWM- Steuersignal zuzuführen; und einen zweite Treiberschaltung, die als ein oder mehrstufiger Pegelumsetzer ausgebildet ist, um den Signalpegel des TTL/CMOS Steuersignals an den Signalpegel des zweiten Leistungsschalters anzupassen und das angepasste Steuersignal dem ersten Leistungsschalter als das invertierte frequenzvariable PWM-Steuersignal zuzuführen. Dabei kann optional jede der ersten und der zweiten Treiberschaltung mehrere Widerstände, Dioden und Transistoren aufweisen und eingerichtet sein, die Ladung und Entladung der Gate-Kapazitäten der Transistoren in den einzelnen Stufen der Pegelumsetzer so aufeinander abzustimmen, dass jeweilige Transistorpaare in jeder Stufe der Treiberschaltungen, die zwischen einer der Niederspannung entsprechenden oder davon abgeleiteten Gleichspannung und dem Referenzpotential in Reihe geschaltet sind, in einem vorgegebenen Temperaturbereich, in dem die Ansteuerschaltung betrieben wird, bevorzugt um Bereich

-40° C bis 160 ⁰ C, nicht gleichzeitig leitend sind (d.h. ein „Shoot-Through“ verhindert wird). Insbesondere können die Treiberschaltungen baugleich ausgeführt werden, so dass sichergestellt werden kann, dass die Treiberschaltungen ein gleiches Verhalten bei Tempsch wankungen zeigen, d.h. dass sich beispielsweise Änderungen in den Anstiegszeiten und Abfallzeiten der Signalflanken, die insbesondere aufgrund der Schwankungen der Widerstandswerte der Widerstände bei unterschiedlichen Temperaturen ergeben, in den einzelnen Treiberschaltungen gleich ausfallen.

In einer alternativen Ausführungsform wird der Transformator mit vier Leistungsschaltern angesteuert oder alternativ mittels zwei Leistungsschaltern und zwei Kondensatoren, die eine Vollbrücke bilden. In dieser Ausführungsform umfasst die Ansteuerschaltung einen Transformator mit einer primärseitigen Spule und einer sekundärseitigen Spule. Optional kann die eine primärseitige Spule durch eine Reihenschaltung von gleichsinnig gewickelten Spulen, insbesondere, zwei Spulen gebildet sind. Die Ansteuerschaltung umfasst ferner einen ersten Leistungsschalter (z.B. Leistungstransistor oder Thyristor), der mit einem frequenzvariablen PWM- Steuersignal angesteuert wird und in Abhängigkeit von dem Steuersignal einer Regeleinheit des Regelkreises ein zweites Ende der primärseitigen Spule mit einer der Niederspannung entsprechenden oder davon abgeleiteten Gleichspannung verbindet; einen zweiten Leistungsschalter (z.B. Leistungstransistor oder Thyristor), der mit dem invertierten frequenzvariablen PWM-Steuersignal angesteuert wird und in Abhängigkeit von dem invertierten Steuersignal ein erstes Ende der primärseitigen Spule mit der der Niederspannung entsprechenden oder davon abgeleiteten Gleichspannung verbindet; einen dritten Leistungsschalter (z.B. Leistungstransistor oder Thyristor), der mit dem invertierten frequenzvariablen PWM-Steuersignal angesteuert wird und in Abhängigkeit von dem invertierten Steuersignal das zweites Ende der primärseitigen Spule mit dem Referenzpotential der Ansteuerschaltung verbindet; und einen vierten Leistungsschalter (z.B. Leistungstransistor oder Thyristor), der mit dem frequenzvariablen PWM-Steuersignal angesteuert wird und in Abhängigkeit von dem Steuersignal das erste Ende der primärseitigen Spule mit dem Referenzpotential der Ansteuerschaltung verbindet. Optional kann jeweils ein Kondensator zwischen Gate-Anschluss und Drain-Anschluss der als Leistungstransistoren ausgeführten Leistungsschalter geschaltet sein, um leitungsgebundene Störungen zu unterdrücken. Der erste und der zweite Leistungsschalter kann beispielsweise als p-Kanal Metall-Oxid-Halbleiter- Feldeffekttransistoren (PMOS MOSFETs) ausgeführt sein. Der dritte und der vierte Leistungsschalter kann beispielsweise als n-Kanal Metall-Oxid-Halbleiter- Feldeffekttransistoren (NMOS MOSFETs) ausgeführt sein. In der alternativen Ausführungsform wird der erste und der dritte Leistungsschalter jeweils durch einen Kondensator ersetzt, so dass zwischen den beiden Kondensatoren ein virtuelle Massepunkt gebildet wird, der mit dem zweiten Ende der Spule verbunden ist. In diesem Falle müssen auch keine Treiberschaltungen für den ersten und der dritten Leistungsschalter vorgesehen werden, d.h. in dieser Ausfiihrungsform werden nur die verbleibenden beiden (zweite und vierte) Leistungsschalter entsprechend von Treiberschaltungen angesteuert.

In einer weiteren Ausführungsform umfasst die Ansteuerschaltung mehrere Treiberschaltungen, die das TTL oder CMOS Steuersignal der Regeleinheit des Regelkreises an die Signalpegel der Leistungsschalter anpassen. Die Ansteuerschaltung umfasst entsprechend eine erste Treiberschaltung, die als ein oder mehrstufiger Pegelumsetzer ausgebildet ist, um den Signalpegel des TTL/CMOS Steuersignals an den Signalpegel des ersten Leistungsschalters anzupassen und das angepasste Steuersignal dem ersten Leistungsschalter als das frequenzvariable PWM- Steuersignal zuzuführen; eine zweite Treiberschaltung, die als ein oder mehrstufiger Pegelumsetzer ausgebildet ist , um den Signalpegel des TTL/CMOS Steuersignals an den Signalpegel des zweiten Leistungsschalters anzupassen und das angepasste Steuersignal dem ersten Leistungsschalter als das invertierte frequenzvariable PWM- Steuersignal zuzuführen; eine dritte Treiberschaltung, die als ein oder mehrstufiger Pegelumsetzer ausgebildet ist , um den Signalpegel des TTL/CMOS Steuersignals an den Signalpegel des dritten Leistungsschalters anzupassen und das angepasste Steuersignal dem ersten Leistungsschalter als das frequenzvariable PWM- Steuersignal zuzuführen; und eine vierte Treiberschaltung, die als ein oder mehrstufiger Pegelumsetzer ausgebildet ist , um den Signalpegel des TTL/CMOS Steuersignals an den Signalpegel des vierten Leistungsschalters anzupassen und das angepasste Steuersignal dem ersten Leistungsschalter als das invertierte frequenzvariable PWM-Steuersignal zuzuführen.

Ferner kann gemäß einer weiteren Ausführungsform jede der ersten, zweiten, dritten und vierten Treiberschaltung mehrere Widerstände, Dioden und Transistoren aufweisen und eingerichtet sein, die Ladung und Entladung der Gate-Kapazitäten der Transistoren in den einzelnen Stufen der Pegelumsetzer so aufeinander abzustimmen, dass jeweilige Transistorpaare in jeder Stufe der Treiberschaltungen, die zwischen einer der Niederspannung entsprechenden oder davon abgeleiteten Gleichspannung und dem Referenzpotential in Reihe geschaltet sind, in einem vorgegebenen Temperaturbereich, in dem die Ansteuerschaltung betrieben wird, bevorzugt um Bereich -40° C bis 160° C, nicht gleichzeitig leitend sind. Auch in dieser Ausführungsform können die Treiberschaltungen baugleich ausgeführt werden, so dass sichergestellt werden kann, dass die Treiberschaltungen ein gleiches Verhalten bei Tempsch wankungen zeigen, d.h. dass sich beispielsweise Änderungen in den Anstiegszeiten und Abfallzeiten der Signalflanken, die insbesondere aufgrund der Schwankungen der Widerstandswerte der Widerstände bei unterschiedlichen Temperaturen ergeben, in den einzelnen Treiberschaltungen gleich ausfallen.

In den oben genannten Ausführungsformen können die Treiberschaltung(en), die das invertierte PWM-Steuersignal erhalten, alternativ auch das PWM- Steuersignal erhalten. In diesem Falle können die entsprechenden Treiberschaltung(en) einen Inverter umfassen, die das PWM-Steuersignal zunächst invertieren, um das invertierte PWM-Steuersignal zu erhalten. Die jeweils andere(n) Treiberschaltung(en) umfassen in diesem Falle eine Verzögerungsschleife für das PWM-Steuersignal, die die sich aus der Invertierung ergebene Verzögerung des PWM-Steuersignals ausgleicht. Alternativ können in den oben genannten Ausführungsformen auch die Treiberschaltung(en), die das PWM-Steuersignal erhalten, das invertierte PWM-Steuersignal erhalten und entsprechend zunächst invertieren. Auch hier würden die andere(n) Treiberschaltung(en) die Verzögerung des Steuersignals durch die Invertierung mittels einer Verzögerungsschleife ausgleichen.

In den oben beschriebenen Ausführungsformen kann das PWM-Steuersignal einen Tastgrad (duty cycle) von 50% besitzen, sodass die eine oder mehrere primärseitigen Spulen des Transformators quasi kontinuierlich mit der Niederspannung der Niederspannungsquelle, bzw. einer davon abgeleiteten Gleichspannung geschaltet werden können. Falls beim Betrieb der Ansteuerschaltung im gewünschten Temperaturbereich aufgrund von Temperaturschwankungen Ansteuerfehler (z.B. Shoot-Through der in Reihe geschalteten Transistorpaare der Treiberschaltungen bzw. der Leistungsschalterpaare) ergeben, könnte alternativ oder zusätzlich der Tastgrad des PWM-Steuersignal verringert werden, um diese Steuerfehler zu verhindern. Dies könnte jedoch die Welligkeit der sekundärseitigen Ausgangsspannung des Transformators womöglich erhöhen, sodass weitere Maßnahmen zur Gleichrichtung auf der sekundärseitigen Schaltungsseite der Ansteuerschaltung notwendig werden könnten.

Die Ausgangsspannung des Transformators kann gegebenenfalls nicht den gewünschten Spannungspegel aufweisen. Daher kann gemäß einer weiteren Ausführungsform die Ansteuerschaltung eine mehrstufige, insbesondere 3-stufige, 4- stufige, 5-stufige, oder 6-stufige Hochspannungskaskade aufweisen, die die ausgansseitige Wechselspannung des Transformators in die Gleichstrom- Hochspannung hochsetzt. In einer beispielhaften Ausführungsform ist die Hochspannungskaskade ausgelegt, um die sekundärseitige Ausgangsspannung des Transformators in eine Gleichspannung im Hochspannungsbereich zu wandeln, deren Wechselanteil (AC Komponente) im Vergleich zu ihrem Gleichspannungsanteil (DC Komponente) 4% oder weniger, bevorzugt 3 % oder weniger, weiter bevorzugt 2 % oder weniger beträgt. Die Hochspannungskaskade kann beispielsweise eine Villardkaskade oder eine Hochspannungskaskade mit Vollweggleichrichtung sein, wobei die Villardkaskade deutlich kompakter ausgebildet werden kann. Beispielsweise kann jede Stufe der Hochspannungskaskade eine Reihenschaltung mehrerer Dioden und eine Reihenschaltung mehrerer Kondensatoren umfassen, die als diskrete Bauelemente ausgebildet sind. In diesem Falle ist die Anzahl der notwendigen diskreten Bauelemente bei einer Villardkaskade im Vergleich zu einer Hochspannungskaskade mit Vollweggleichrichtung deutlich geringer.

In einer weiteren Ausführungsform weist die Ansteuerschaltung ferner eine Impedanzanpassungsschaltung auf. Die Impedanzanpassungsschaltung kann zwischen den beiden Ausgängen der sekundärseitigen Spule des Transformators der Ansteuerschaltung und die Eingänge der Hochspannungskaskade geschalten sein. Die Impedanzanpassungsschaltung dient dazu, die die Impedanz zwischen den Leistungsschaltern der Ansteuerschaltung, dem Transformator der Ansteuerschaltung und der Hochspannungskaskade der Ansteuerschaltung aneinander anzupassen.

In einer weiteren Ausführungsform weist die Ansteuerschaltung ferner eine Eingangsstufe auf, die an die Gleichspannungsquelle angeschlossen ist, wobei die Eingangsstufe eine Gleichtaktdrossel und/oder ein Filter umfasst, die eingerichtet sind, leitungsgebundene Störungen des Transformators zu dämpfen und/oder den aus der Gleichspannungsquelle in die Ansteuerschaltung fließenden Strom zu begrenzen.

Gemäß einer weiteren Ausführungsform umfasst die Ansteuerschaltung ferner eine Eingangsstufe, die ein Filter umfasst, wobei der Ausgang des Filters eine von der Niederspannung der Gleichspannungsquelle abgeleitete Gleichspannung zur Verfügung zu stellen, mit der die primärseitigen Spulen des Transformators der Ansteuerschaltung beaufschlagt werden.

Ein weiterer Aspekt der Erfindung betrifft das Design einer Platine, die eine erfindungsgemäße Steuerschaltung implementiert. Insbesondere betrifft dieser Aspekt den diskreten Aufbau zumindest des Hochspannungsteils der Ansteuerschaltung. Natürlich kann auch die vollständige Ansteuerschaltung diskret aufgebaut sein. Eine weitere Ausführungsform betrifft daher eine Platine, auf der eine Ansteuerschaltung mit diskreten Komponenten implementiert ist. Die Ansteuerschaltung weist einen Niederspannungsteil und einen Hochspannungsteil auf, der auf der Platine implementiert ist. Die Platine kann eine im Wesentlichen rechteckige Form haben, jedoch ist die Erfindung nicht auf rechteckige Formen der Platine beschränkt. Es kann jedoch ohne Beschränkung der Allgemeinheit angenommen werden, dass sich die Platine in eine Längsrichtung und Querrichtung erstreckt, und die Platine einen oberen Bereich, in dem der Hochspannungsteil der Ansteuerschaltung implementiert ist und einen unteren Bereich, in dem der Niederspannungsteil der Ansteuerschaltung implementiert ist, aufweist. Ein Transformator der Ansteuerschaltung kann dabei an einer Stelle der Platine verbaut sein, der den Übergang zwischen Niederspannungsteil und Hochspannungsteil der Ansteuerschaltung definiert. In Längsrichtung der Platine betrachtet kann der Transformator an einer Seite der Platine in einem Grenzbereich zwischen dem oberen (Hochspannungs-)Bereich und dem unteren (Niederspannungs-)Bereich der Platine angeordnet sein. Der verbleibende Teil der Platine weist in dem Grenzbereich zwischen dem oberen (Hochspannungs-)Bereich und dem unteren (Niederspannungs-)Bereich der Platine einen in Längsrichtung erstreckenden Schlitz auf, der den oberen Bereich der Platine vom unteren Bereich der Platine trennt, um potentielle Kriechpfade für Kriechströme zwischen dem oberen (Hochspannungs- jBereich und den unter (Niederspannungs-)Bereich der Platine zu verlängern. Dadurch ist es möglich Kriechströme und/oder Funkenüberschlag vom Hochspannungsteil der Ansteuerschaltung in den Niederspannungsteil der Ansteuerschaltung zu unterbinden.

In einer weiteren Ausführungsform der Platine umfasst die Ansteuerschaltung eine Hochspannungskaskade, die im oberen Bereich der Platine mittels diskreter Bauelemente realisiert ist. Die Hochspannungskaskade besteht aus einer Vielzahl von Kondensatoren und Dioden, wobei ein Teil der Kondensatoren in einem Kondensatoren-Streifen an einem oberen Rand des oberen Bereichs der Platine angeordnet und ein anderer Teil der Kondensatoren in einem sich in Längsrichtung erstreckenden Kondensatoren-Streifen an einem unteren Rand des oberen Bereichs der Platine, der sich neben dem sich in Längsrichtung erstreckenden Schlitz in der Platine befindet, angeordnet sind. Die Dioden der Hochspannungskaskade sind in mehreren sich in Querrichtung erstreckenden Dioden-Streifen zwischen dem unteren Rand und dem oberen Rand des oberen Bereichs der Platine angeordnet. Die Platine weist zwischen den jeweiligen Dioden-Streifen und den Kondensatoren-Streifen am unteren Rand und am oberen Rand des oberen Bereichs Aussparungen auf, um Kriechströme und/oder Funkenüberschlag zwischen den Dioden und Kondensatoren der Hochspannungskaskade der Ansteuerschaltung zu verhindern.

In einer weiteren Ausführungsform sind in jedem Dioden-Streifen Gruppen aus diskreten Dioden in einer zickzackförmigen Anordnung in Reihe geschaltet, wobei sich zwischen die einzelnen diskreten Dioden der Gruppen von den Aussparungen ausgehende Schlitze in der Platine erstrecken, um Kriechströme und/oder Funkenüberschlag zwischen den diskreten Dioden zu verhindern. In einer vorteilhaften Weiterbildung erstrecken sich die Anoden und Kathoden der diskreten Dioden in den Gruppen in Längsrichtung. Die von den Aussparungen ausgehende Schlitze erstrecken sich ebenfalls in Längsrichtung in der Platine zwischen benachbarte Dioden.

Ferner können in einer vorteilhaften Weiterbildung der Ausführungsform die Kondensatoren gruppenweise in den Kondensatoren-Streifen am unteren Rand und am oberen Rand des oberen Bereichs angeordnet sein, wobei die Platine zwischen den beiden Polen eines jeden diskreten Kondensators einen sich in Querrichtung erstreckenden Schlitz aufweist, um Kriechströme und/oder Funkenüberschlag zwischen den beiden Polen der diskreten Kondensatoren zu verhindern.

Gemäß einer weiteren vorteilhaften Weiterbildung der Ausführungsform ist einer der Dioden-Streifen in Längsrichtung neben dem Transformator angeordnet. Die Platine weist einen sich in Querrichtung erstreckenden Schlitz auf, der sich zwischen dem einen Dioden-Streifen und dem Transformator erstreckt, um Kriechströme und/oder Funkenüberschlag zwischen den Dioden des einen Dioden- Streifens und der sekundärseitigen Anschlüsse des Transformators im Hochspannungsteil der Ansteuerschaltung zu verhindern. Dabei können sich von dem sich in Querrichtung erstreckenden Schlitz ausgehend Schlitze in der Platine in Längsrichtung zwischen den benachbarten diskreten Dioden des einen Dioden- Streifens erstrecken, um Kriechströme zwischen den diskreten Dioden des einen Dioden-Streifens zu verhindern.

In einer weiteren Ausführungsform weist die Platine in dem unteren Bereich der Platine auf einer Ausgangsseite der Hochspannungskaskade einen weiteren Schlitz auf, der im Wesentlichen zumindest abschnittsweise parallel zu dem sich in Längsrichtung erstreckenden Schlitz in der Platine, der den oberen Bereich der Platine vom unteren Bereich der Platine trennt, verläuft. Dieser weitere Schlitz kann von einem die Platine auf der Ausgangsseite der Hochspannungskaskade begrenzenden Rand im unteren Bereich der Platine ausgehen und sich von dem Rand weg erstrecken. Der weitere Schlitz kann also den Rand der Platine unterbrechen.

Wie bereits angeführt, ist ein wesentlicher Aspekt dieser Erfindung, Raumluftreiniger, wie sie insbesondere aus der Patentanmeldung WO 2021/224017 Ai bekannt sind, zu verbessern. Dabei soll insbesondere eine elektronische Ansteuerung vorgeschlagen werden, um im Hinblick auf den Einsatz einer Flüssigkeit, die die Gegenelektrode benetzt, ausreichende Reinigungsergebnisse einerseits, andererseits die hohen Anforderungen an die Sicherheit der in dem zu reinigenden Raum befindlichen Personen sicherzustellen. Insbesondere betrifft dieser Aspekt der Erfindung eine eigenständige und/oder mit einer hierin beschriebenen Ansteuerschaltung kombinierbare Vorrichtung, nämlich einen Raumluftreiniger, und ein Verfahren zum Behandeln, insbesondere Befeuchten, Reinigen und/oder Waschen von Luft. Diese Vorrichtung kann ein Luftbefeuchter, ein Luftreiniger, ein Luftwäscher, oder dergleichen sein. Diese gattungsgemäßen Raumluftreiniger, auch Luftbehandlungsvorrichtungen genannt, dienen dazu, Luft, welche in geschlossenen Räumen und/oder Gebäuden vorhanden ist, aufzubereiten, insbesondere zu befeuchten, zu reinigen und/oder zu waschen. Diese Luftbehandlungsvorrichtung kann zahlreiche Anwendungsgebiete haben, beispielsweise in der Medizintechnik oder in der Gesundheitsindustrie, insbesondere in Arztpraxen, Isolationsräumen, Krankenzimmern, Intensivstationen oder Reinsträumen, in Privathaushalten, insbesondere in Schlafräumen, Wohnräumen, Küchen oder Kinderzimmern, in öffentlichen Gebäuden und Industriegebäuden wie Museen, Theatern, Regierungsgebäuden, Büro räumen, Klassenzimmern, und/oder Universitäten, und/oder in der Mobilität, beispielsweise für Fahrzeuginnenraumreinigungen, insbesondere bei Taxis, Mietwagen, Fahrzeug- Sharing-Konzepten. Beispielsweise handelt es sich bei den so genannten Raumluftreinigern um Standgeräte und/ oder um Elektro-Kleingeräte, welche in Gebäuden bzw. Räumen auf dem Boden oder auch auf Ablagen, wie Tischen, abgestellt werden können, und die ein Gewicht von 15 Kilogramm nicht übersteigen.

Eine besonders effektive Reinigung von Raumluft wird mittels des Einsatzes so genannter Luftreiniger mit der Elektroabscheidetechnologie erreicht, bei der zusätzlich ein Flüssigkeitsspeicher vorgesehen ist, um die Gegenelektrode des Elektroabscheiders mit einer fließfähigen Masse, wie einer Flüssigkeit, zumindest teilweise, insbesondere vollständig zu benetzen, insbesondere zu umspülen. Während des Betriebs des Raumluftreinigers werden die vom Elektroabscheider elektrisch aufgeladenen Partikel von dessen Gegenelektrode angezogen und können somit in der Flüssigkeitsbenetzung auf der Gegenelektrode, die insbesondere als kontinuierlich fließender Flüssigkeitsfilm ausgebildet sein kann, gefangen und abtransportiert werden, insbesondere, während die davon bereinigte Luftströmung separat weitergeführt und schließlich in die Umgebung wieder zurück abgegeben wird. Bei der Flüssigkeit handelt es sich im allgemeinen um ein fließfähiges Spül- und/oder Kollektormedium, beispielsweise von Wasser, insbesondere auch Regenwasser, ein hygroskopisches Sammelmaterial, wie beispielsweise ein in einer Flüssigkeit gelöstes Natriumhydroxid, ein Gel, welches beispielsweise auf eine bestimmte Temperatur erhitzt ist, so dass ein flüssiger Aggregatszustand erreicht ist, wie beispielsweise ein Wachs oder ähnliches, eine ionische Flüssigkeit, wie beispielsweise geschmolzene oder ausgelöste Salze, oder auch hochviskose Öle, die beispielsweise mit elektrisch leitfähigen Partikeln versetzt sind, wie Kupfer, zum Einsatz. Beispielsweise kann die Flüssigkeit eine vorbestimmte minimale elektrische Leitfähigkeit besitzen, beispielsweise von wenigstens 0,005 S/m. Der Flüssigkeitsspeicher kann als lokaler Flüssigkeitsspeicher ausgebildet sein. Unter lokal ist gemeint, dass der Flüssigkeitsspeicher Teil des Raumluftreinigers ist und/oder diesem unmittelbar zugeordnet ist, im Unterschied zu einem separaten Flüssigkeitsspeicher oder einer separaten Flüssigkeitsversorgung. Beispielsweise ist der Flüssigkeitsspeicher unterhalb des Elektroabscheiders angeordnet. Die Flüssigkeit kann dann beispielsweise mit einer Pumpe nach oben, beispielsweise an die Oberseite der Gegenelektrode gepumpt werden und anschließend auf konstruktiv einfache Weise unter Ausnutzung der Gewichtskraft über die Gegenelektrode wieder zurück in die Flüssigkeits Speicher gelangen. Die vom Elektroabscheider abgeschiedenen Partikel können von der Flüssigkeit mitgerissen werden, in den Flüssigkeitsspeicher transportiert und dort gesammelt werden.

Weitere Ausführungsformen der Erfindung betreffen eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Behandeln, insbesondere Befeuchten, Reinigen und/oder Waschen von Luft. Bei einer solchen Vorrichtung kann es sich insbesondere um einen Luftbefeuchter, ein Raumluftreiniger, ein Luftwäscher oder dergleichen handeln. Die erfindungsgemäße Vorrichtung umfasst einen Elektroabscheider, wie er insbesondere oben beschrieben ist. Der Elektroabscheider umfasst eine Emissionselektrodenanordnung bestehend aus einer Mehrzahl von Emissionsnadeln, und eine Gegenelektrode. Die Emissionselektrodenanordnung und die Gegenelektrode sind elektrisch mit der erfindungsgemäßen Ansteuervorrichtung gekoppelt ist. Eine Ausführungsform der Erfindung stellt entsprechend einer Vorrichtung, insbesondere einen Raumluftreiniger, zum Behandeln von Luft bereit. Diese Vorrichtung umfasst einen Elektroabscheider mit einer Emissionselektrode, die aus einer Mehrzahl von Emissionsnadeln gebildet ist und einer der zur Emissionsnadeln in Abstand ausgebildeten, Gegenelektrode, die von einer Flüssigkeit, zumindest teilweise benetzt, vorzugsweise umspült ist; und eine Steuereinheit, welche den Elektroabscheider betreibt. Die Steuereinheit umfasst eine Ansteuerschaltung, die eingerichtet ist, eine Hochspannung, insbesondere eine Gleichspannung im Hochspannungsbereich, an die Emissionsnadeln der Emissionselektrode und die Gegenelektrode des Elektroabscheiders anzulegen, um Gleichstromplasma zwischen den Emissionselektrode und der Gegenelektrode zu erzeugen.

Gemäß einer weiteren Ausführungsform der Vorrichtung umfasst die Ansteuerschaltung einen Regelkreis, der eingerichtet ist, die Ausgangsleistung der Ansteuerschaltung basierend auf einem gemessenen Wert eines durch die Emissionselektrode über das Gleichstromplasma zur Gegenelektrode des Elektroabscheiders zum gemeinsamen Referenzpotential der Ansteuerschaltung fließenden Gleichstroms relativ zu dem Referenzstromwert auf einen Arbeitspunkt einzustellen, bei dem eine Funkenentladung des Gleichstromplasmas zwischen den Emissionsnadeln der Emissionselektrode und der Gegenelektrode verhindert wird.

In einer weiteren Ausführungsform umfasst der Regelkreis eine Strommesseinheit, wobei die Strommesseinheit den durch die Emissionselektrode über das Gleichstromplasma zur Gegenelektrode des Elektroabscheiders zum gemeinsamen Referenzpotential der Ansteuerschaltung fließenden Gleichstrom misst.

In einer weiteren Ausführungsform umfasst der Regelkreis eine Regeleinheit, die den gemessenen Wert des fließenden Gleichstroms von der Strommesseinheit erhält und ein Steuersignal erzeugt, wobei die Regeleinheit eingerichtet ist, die Frequenz des Steuersignals basierend auf dem gemessenen Wert des durch die Emissionsnadeln der Emissionselektrode über das Gleichstromplasma zur Gegenelektrode des Elektroabscheiders zum gemeinsamen Referenzpotential der Ansteuerschaltung fließenden Gleichstroms und dem Referenzstromwert zu variieren, um den zum gemeinsamen Referenzpotential der Ansteuerschaltung und des Elektroabscheiders fließenden Gleichstrom auf den Referenzstromwert zu regeln. In einer weiteren Ausführungsform der Vorrichtung, ist die Ansteuerschaltung benachbart der Emissionselektrode und insbesondere distal zur Gegenelektrode angeordnet.

In einer weiteren Ausführungsform der Vorrichtung, treibt die Steuereinheit und/oder die Ansteuerschaltung einen Ventilator an.

Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung, in der bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung anhand von schematischen Zeichnungen erläutert sind. Einander entsprechende Elemente/Funktionen sind in den Figuren mit identischen Bezugszeichen bezeichnet. Dabei zeigt:

Figur i zeigt einen exemplarischen Systemaufbau gemäß einer Ausführungsform der Erfindung, in dem eine Ansteuerschaltung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung von einer Gleichspannungsquelle mit einer Niederspannung gespeist wird, und diese in eine Hochspannung umsetzt, um die Emissionselektroden und die Gegenelektrode eines Elektroabscheiders mit einer Hochspannung zu beauftragen;

Figur 2 zeigt eine beispielhafte Ausführungsform der Ansteuerschaltung der Figur 1;

Figur 3 zeigt eine erste beispielhafte Ausführungsform und Verschaltung von der Leistungsschaltern der Figur 2, um die primärseitige Niederspannung mittels des Transformators hochzusetzen;

Figur 4a zeigt eine zweite beispielhafte Ausführungsform und Verschaltung von der Leistungsschaltern der Figur 2, um die primärseitige Niederspannung mittels des Transformators hochzusetzen;

Figur 4b zeigt eine dritte beispielhafte Ausführungsform und Verschaltung von der Leistungsschaltern der Figur 2, um die primärseitige Niederspannung mittels des Transformators hochzusetzen;

Figur 5 zeigt eine erste beispielhafte Ausführungsform einer Hochspannungskaskade in der Figur 2;

Figur 6 zeigt eine zweite beispielhafte Ausführungsform einer Hochspannungskaskade in der Figur 2;

Figur 7 zeigt eine erste beispielhafte Ausführungsform einer der Treiberschaltungen des Treibers in der Figur 2; Figur 8a zeigt eine zweite beispielhafte Ausfiihrungsform einer der Treiberschaltungen des Treibers in der Figur 2, wenn es sich bei dem zu treibenden Leistungsschalter um PMOS MOSFETs handelt;

Figur 8b zeigt eine zweite beispielhafte Ausfiihrungsform einer der Treiberschaltungen des Treibers in der Figur 2, wenn es sich bei dem zu treibenden Leistungsschalter um NMOS MOSFETs handelt;

Figur 9 zeigt eine erste beispielhafte Ausfiihrungsform der Regelung der Ausgangsleistung der Ansteuerschaltung in Figur 2 basierend auf dem über die Emissionselektroden zur Gegenelektrode des Elektroabscheiders zu einem Referenzpotenzial (GND) fließenden Gleichstrom;

Figur io zeigt eine zweite beispielhafte Ausführungsform der Regelung der Ausgangsleistung der Ansteuerschaltung in Figur 2 basierend auf dem über die Emissionselektroden zur Gegenelektrode des Elektroabscheiders zu einem Referenzpotenzial (GND) fließenden Gleichstrom und einer gemessenen Temperatur der der Ansteuerschaltung;

Figur 11 zeigt ein exemplarisches Eingangsfilter zur Verwendung im Leistungsbegrenzer 212 der Figur 2 gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der Erfindung;

Figur 12 zeigt einen exemplarischen Aufbau eines Transformators gemäß einer Ausführungsform der Erfindung;

Figur 13 zeigt den Frequenzgang eines beispielhaften Transformators gemäß einer Ausführungsform der Erfindung;

Figur 14a zeigt eine Ausführungsform einer Platine, die eine Ansteuerschaltung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung implementiert;

Figur 14b zeigt die Ausführungsform der Platine der Figur 14a, wobei die in Figur 2 gezeigten Komponenten der die eine Ansteuerschaltung gekennzeichnet sind;

Figur 15 zeigt Teilbereiche der Platine der Figur 14a und die Anordnung von Schlitzen und Aussparungen in der Platine;

Figur 16 illustriert beispielhaft die Realisierung der Hochspannungskaskade, der Impedanzanpassung und des Transformators in Figur 5 auf der Platine der Figur 14a; und Figur 17 zeigt eine vergrößerte Ansicht von Teilbereichen im Hochspannungsbereich der Platine der Figur 14a und die Anordnung von Schlitzen und Aussparungen im Hochspannungsbereich der Platine; und

Figur 18 eine schematische, perspektivische Schnittansicht eines Ausschnitts eines beispielhaften Raumluftreinigers gemäß einer Ausführungsform der Erfindung, der eine Ansteuerschaltung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung beinhaltet; und

Figur 19 eine schematische Schnittansicht von der Seite des Raumluftreinigers aus Figur 18.

Die Erfindung betrifft eine Ansteuerschaltung zur Erzeugung einer Hochspannung, die an die Elektroden eines Elektroabscheiders angelegt wird. Ein weiterer Aspekt ist die Verwendung einer solchen Ansteuerschaltung in einer Vorrichtung mit einem Elektroabscheider. Diese Vorrichtung kann beispielweise eine Luftbehandlungsvorrichtung sein, z.B. ein Raumluftfilter, ein Luftbefeuchter, ein Luftwäscher, ein Luftsterilisator, ein Aerosolfilter oder ein Feinstaubfilter.

Die Ansteuerschaltung kann grundsätzlich in allen Endgeräten eingesetzt werden, die Partikel oder Flüssigkeiten oder Verunreinigungen mittels eines Niederenergieplasmas aus einem Gasstrom ausgesondert werden. Exemplarisch ist hier auf die PCT-Anmeldung WO 2021/224017 Ai und die Patentanmeldung DE 10 2021128345.0 des Anmelders vom 29.10.2021 verwiesen, die eine Luftbehandlungsvorrichtung mit einem Elektroabscheider beschreibt, in dem die erfindungsgemäße Ansteuerschaltung eingesetzt werden kann. Die Offenbarung der PCT-Anmeldung WO 2021/224017 Ai und die Offenbarung der Patentanmeldung DE 10 2021128345.0 wird hiermit durch Referenzieren vollständig aufgenommen.

Ein Elektroabscheider arbeitet im Wesentlichen nach dem folgenden Prinzip: Freisetzung von elektrischen Ladungen, insbesondere Elektronen oder positive Ionen; Aufladung von Partikeln, die in der Luft vorhanden sein können, in einem elektrischen Feld; Transport der elektrisch geladenen Partikel zu einem Gegenpol; Entladung der geladenen Partikel an dem Gegenpol; und Entfernung der Partikel von dem Gegenpol. Beispielweise kann das dem Elektroabscheider zugrunde liegende Prinzip der Ladungserzeugung die Stoßionisation sein. Mit Überschreiten einer sogenannten Corona-Einsatzfeldstärke können Elektronen freigesetzt werden und in eine Wechselwirkung mit den umgebenden Gasmolekülen der Luft treten, wodurch sich eine Corona bildet. Ob dies eine positive oder negative Corona ist, hängt von der Hochspannung ab, die an die Elektroden angelegt wird. In der Luft vorhandene freie Elektronen werden im elektrostatischen Feld der Corona stark beschleunigt, sodass es zu einer Gasentladung kommen kann. Beim Auftreffen auf Gasmoleküle in der Luft können weitere Elektronen abgespalten werden oder sich an die Gasmoleküle anlagern. Die negativen Ladungen bewegen sich innerhalb der Luftbehandlungsvorrichtung, insbesondere innerhalb des Elektroabscheiders. Beim Eintritt eines partikelbeladenen Luftstroms lagern sich die negativ geladenen Ladungen an den Partikeln an. Durch die einwirkende elektrostatische Kraft des anliegenden Gleichspannungsfeldes, welches quer zur Strömungsrichtung der Luft innerhalb der Vorrichtung orientiert sein kann, werden die negativ aufgeladenen Partikel umgelenkt und können so aus dem Luftstrom separiert werden.

Ein weiterer Aspekt und weitere Ausführungsformen der Erfindung, die hierin beschrieben werden, betreffen die Verwendung der erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung in Vorrichtungen, insbesondere Luftbehandlungsvorrichtung mit einem Elektroabscheider. Insbesondere betrifft die Erfindung die Verwendung einer solchen Ansteuerschaltung in einem Raumluftfilter umfassend einen Elektroabscheider mit einer Emissionselektrode, die aus einer Mehrzahl von Emissionsnadeln gebildet ist und einer der zur Emissionsnadeln in Abstand ausgebildeten, Gegenelektrode, die von einer Flüssigkeit, zumindest teilweise benetzt, vorzugsweise umspült ist. Die Ausführungsformen der Erfindung können insbesondere Luftbehandlungsvorrichtungen mit einem Volumendurchsatz der zu behandelnden Luft (bei einer CADR von mehr als einschließlich 250) bis einschließlich 500 m ³ /h, bevorzugt bis einschließlich 350 m ³ /h und weiter bevorzugt bis einschließlich 300 m ³ /h betreffen. Weitere Ausführungsformen können Luftbehandlungsvorrichtungen betreffen, in denen die Ausgangsleistung der Ansteuerschaltung im Bereich zwischen einschließlich 0,5 W und 20 W, bevorzugt zwischen 0,7 W und 17 W liegt.

Die Ansteuerschaltung kann dabei eine Hochspannung erzeugen, deren Betrag des Gleichanteils im Bereich zwischen einschließlich 8 kV und einschließlich 17 kV, bevorzugt zwischen einschließlich 10 kV und einschließlich 13 kV liegt. Der Gleichanteil des Gleichstroms, den die Ansteuerschaltung einem Elektroabscheider bereitgestellt, liegt im Bereich zwischen 0,100 pA und 1,000 pA, bevorzugt im Bereich zwischen einschließlich 0,150 pA und 0,400 pA. Die Erfindung ist jedoch nicht auf diese Leistungsbereiche, Spannungsbereiche und/oder Gleichstrombereiche beschränkt. Die genauen Betriebsparameter hinsichtlich Leistung, Ausgangsspannung und/oder Ausgangsstrom der Ansteuerungsschaltung ergeben sich aus dem Einsatzgebiet der Ansteuerschaltung und können von den angegebenen Bereichen abweichen. Die angegebenen Bereiche und Parameter sind jedoch typisch für die Verwendung der Ansteuerschaltung Innenraumluftfilter oder Feinstaubfiltern.

Figur i zeigt einen exemplarischen Systemaufbau gemäß einer Ausführungsform der Erfindung. Das System umfasst eine erfindungsgemäße Ansteuerschaltung 120, die von einer Gleichspannungsquelle 110 mit einer Niederspannung V _DC _ _ext gespeist wird. Bei der Gleichspannungsquelle 110 kann es sich beispielsweise um ein handelsübliches 12 V Gleichstrom (DC)-Netzteil oder eine Batterie handeln. Die Ansteuerschaltung 120 implementiert einen DC/DC Wandler, der die eingangsseitige Niederspannung (bzw. eine davon abgeleitete Spannung in eine Hochspannung hochsetzt. Die Hochspannung wird Ausgangsseite an die Emissionselektroden 130 und die Gegenelektrode 140 eines Elektroabscheiders angelegt, um zwischen den jeweiligen Emissionselektroden 130 und der Gegenelektrode 140 ein Gleichstromplasma zu erzeugen. Wie eingangs erwähnt, dient das Gleichstromplasma zur Abscheidung von Partikeln/Verunreinigungen in einem Gasstrom, wie dies beispielsweise ausführlich in der bereits genannten PCT-Anmeldung WO 2021/ 224017 Ai beschrieben wird. Die einzelnen Emissionselektroden 130 können jeweils mit einem Vorwiderstand (nicht dargestellt) in Reihe geschaltet sein, um den Stromfluss durch die jeweilige Emissionselektrode 130 zu begrenzen.

Durch das Anlegen der Hochspannung V _Piasma an die Emissionselektroden 130 und die Gegenelektrode 140 des Elektroabscheiders fließt über die Emissionselektroden 130, das Gleichstromplasma und die Gegenelektrode 140 ein Gleichstrom I _Plasma - In der gezeigten Ausführungsform wird beispielhaft davon ausgegangen, dass die von der Ansteuerungsschaltung 120 erzeugte Hochspannung Vpiasma ^e i ^ne negative Gleichspannung ist. Entsprechend zeigt der Pfeil des Gleichstroms I _Plasma in der Figur 1 und den anderen Figuren den technischen Stromfluss an. Grundsätzlich ist es jedoch auch denkbar, dass es sich bei der Hochspannung V _Piasma eine positive Gleichspannung handelt, die von der Ansteuerschaltung 120 erzeugt wird. Das Anlegen einer negativen Gleichspannung hat jedoch den Vorteil, dass eine tendenziell höhere Abscheideleistung erbracht wird und mehr Ozon erzeugt wird, das wiederum aktiv die Luftreinigung unterstützt.

Die Ansteuerschaltung 120 umfasst ferner einen Regelkreis 122, der die Ausgangsleistung der Ansteuerschaltung 120 regelt. Dabei regelt der Regelkreis 122 den ausgangsseitig zum Elektroabscheider fließenden Gleichstrom auf einen gewünschten Referenzstromwert ). Die Gegenelektrode 140 des Elektroabscheiders als auch ein Ende der sekundärseitigen Spule eines Transformators in der Ansteuerschaltung 120 kann dabei, wie nachstehend noch näher ausgeführt wird, mit dem Referenzpotenzial (GND) der Ansteuerschaltung 120 verbunden werden, sodass der ausgangsseitig zum Referenzpotenzial fließende Gleichstrom I _Plasma erfasst und als Eingangsgröße dem Regelkreis 122 zugeführt werden kann. Die Ansteuerschaltung 120 variiert dabei basierend auf dem gemessenen Gleichstrom I _Plasma die Frequenz f [n] eines Steuersignals, mit der die Leistungsersteller in der Ansteuerschaltung 120 die primärseitige(n) Spule(n) eines Transformators ansteuert, sodass sich der gewünschte Referenzstromwert ausgangsseitig einstellt und die Ausgangsleistung der Ansteuerschaltung auf den gewünschten Wert geregelt wird. Die Zykluszeit des Regelkreises ist dabei sehr kurz gewählt und ist vorzugsweise im Bereich von einschließlich 5 ms oder weniger, bevorzugt 2 ms oder weniger, weiter bevorzugt 1 ms oder weniger aufweisen. Je kürzer der Regelzyklus, desto schneller können Schwankungen gemessenen Gleichstrom erkannt und ausgeregelt werden.

Figur 2 zeigt eine beispielhafte Ausführungsform der Ansteuerschaltung 120 der Figur 1. die Ansteuerschaltung 120 wird eingangsseitig von der Gleichspannungsquelle 110 mit einer Niederspannung versorgt. Die Niederspannung liegt in den Ausführungsformen der Erfindung beispielsweise im Bereich von wenigen 10 V, d.h. sie beträgt bevorzugt einschließlich 50 V oder weniger, besonders bevorzugt einschließlich 20 V oder weniger. Die Eingangsspannung wird einem Leistungsbegrenzer 212 der Ansteuerschaltung 120 zugeführt. Der Leistungsbegrenzer 212 enthält beispielsweise eine Schaltung, die die durch die Ansteuerschaltung 120 aufgenommene Leistung begrenzt, was insbesondere im Falle eines ausgangsseitigen Kurzschlusses (zum Beispiel beim Durchschlag des Gleichstromplasma), die in die Ansteuerschaltung 120 fließende Leistung begrenzt und somit ihre Komponenten vor Zerstörung schützt. Der Leistungsbegrenzer kann auch, wie nachstehend in Zusammenhang mit Figur 11 noch mehr diskutiert wird, ein Eingangsfilter aufweisen, dass beispielsweise leitungsgebundene Störungen mittels eines EMV-Filters unterdrückt. Der Leistungsbegrenzer 212 stellt in dem gezeigten Ausführungsbeispiel eine von der Eingangsspannung abgeleitete Niederspannung zur Verfügung. Die abgeleitete Niederspannung liegt in den Ausführungsformen der Erfindung beispielsweise im Bereich von wenigen 10 V, d.h. sie beträgt bevorzugt einschließlich 50 V oder weniger, besonders bevorzugt einschließlich 20 V oder weniger. Hierbei ist anzumerken, dass die abgeleitete Niederspannung V' _{DC ext} bezüglich des Referenzpotenzials GND der Ansteuerschaltung 120 definiert ist, während die eingangsseitige Niederspannung V _DC _ _ext auch bezüglich eines anderen Referenzpotenzials (z.B. dem Minus-Pol einer Batterie) definiert sein kann. In der gezeigten Ausführungsform stellt der Leistungsbegrenzer 212 auch eine aus der eingangsseitigen Niederspannung V _DC _ _ext abgeleitete TTL oder CMOS- Versorgungsspannung V _TTL zur Versorgung der digitalen Komponenten (beispielsweise einem Mikroprozessor in der Regeleinheit 214) und/oder auf TTL/CMOS-Pegel ansprechender Bauteile/Komponenten im Treiber 216 oder der Leistungsschalter (zum Beispiel NMOS-basierte Bauteile/Komponenten). Typische Spannungswerte für die TTL oder CMOS-Versorgungsspannung V _TTL sind beispielsweise 5,0 V, 3,3 V, 2,5 V, 1,8 V, etc. Grundsätzlich ist auch denkbar, dass der Leistungsbegrenzer 212 nach Bedarf unterschiedliche TTL oder CMOS- Versorgungsspannungen zur Verfügung stellt.

Der Regelkreis 122 besteht in dem gezeigten Ausführungsbeispiel aus der „Regelstrecke“, die durch die Regeleinheit 214, den Treiber 216, die Leistungsschalter 218 den Transformator 220, der optionalen Impedanzanpassung 252 sowie der Hochspannungskaskade 254 umfasst, so dass zwischen den Elektroden 130, 140 des Elektroabscheiders ein Gleichstromplasma gebildet wird. Der Regelkreis umfasst ferner die Strommesseinheit 256, die die Regelgröße, den Plasmastrom I _Plasma , misst und an den Regler, die Regeleinheit 214, zurückführt.

Die Regeleinheit 214 variiert die Frequenz der Steuersignale (Stellgröße), die von der Regeleinheit 214 dem Treiber 216 zugeführt werden, basierend auf dem gemessenen Plasmastrom I _Plasma - Die Regeleinheit 214 kann ferner eingerichtet sein, die Frequenz des Steuersignals basierend auf dem Wert des Plasmastroms I _Plasma und dem Referenzstromwert I _Ref (nicht gezeigt) zu variieren, um den zum gemeinsamen Referenzpotential GND der Ansteuerschaltung 120 und des Elektroabscheiders fließenden Gleichstrom I _Plasma auf den Referenzstromwert I _Ref zu regeln. Steigt der ausgangsseitige Plasmastrom I _Plasma im Vergleich zum Referenzstromwert I _Ref an, reduziert die Regeleinheit 214 die Frequenz der Steuersignale. Fällt der ausgangsseitige Plasmastrom I _Plasma im Vergleich zum Referenzstromwert I _Ref ab, erhöht die Regeleinheit 214 die Frequenz der Steuersignale. Die Regeleinheit 214 kann beispielsweise mittels eines Mikroprozessors, einer diskreten Schaltung oder einer integrierten Schaltung (z.B. ASIC oder programmierbare Logik (z.B. FPGA, PLD, etc.) oder Kombinationen der genannten Möglichkeiten ausgebildet sein. In dem gezeigten Ausführungsbeispiel erzeugt die Regeleinheit 214 die Steuersignale und wobei das Steuersignal das invertierte Steuersignal V _PWM (f) ist. Die Steuersignale V _PWM (f) und der Regeleinheit 214 sind pulsweitenmodulierte Signale, die einen Tastgrad von ca. 50 %, bevorzugt 50 % aufweisen. Die Steuersignale weisen einen TTL oder CMS Signalpegel auf, der der TTL oder CMOS- Versorgungsspannung V _TTL entspricht.

In einer beispielhaften Ausführungsform haben die Steuersignale V _PWM (f) und ei ^ne Frequenz im Bereich einschließlich 120,0 kHz bis einschließlich 200,0 kHz, bevorzugt im Bereich einschließlich 130,0 kHz bis einschließlich 170,0 KHz. Die Regeleinheit 214 kann dabei die Frequenz der Steuersignale in den genannten Bereich regeln. Ein vorgegebener Frequenz-Referenzwert in diesem Bereich entspricht dem Referenzstromwert I _Ref . Entsprechend verringert oder erhöht die Regeleinheit 214 die Frequenz der Steuersignale ) und um diesen Frequenz-Referenzwert, je nachdem, ob der ausgangsseitige Plasmastrom I _Plasma sich relativ zum Referenzstromwert I _Ref erhöht oder abfällt. Die Resonanzfrequenz des Transformators 220 ist dabei höher ist als die Frequenz der Steuersignale Die Resonanzfrequenz des Transformators 220 liegt bevorzugt im Bereich einschließlich 200,0 kHz bis 240,0 kHz. Grundsätzlich ist es wünschenswert, die primärseitige Ansteuerfrequenz des Transformators 220 möglichst nahe an die Resonanzfrequenz des Transformators heranzuführen, da der Transformatorbei der Resonanzfrequenz die höchste Effizienz bietet. Jedoch lässt sich die Resonanzfrequenz des Transformators 220 nur schwer exakt einstellen, da typische Frequenzgänge eines Transformators im Bereich um die Resonanzfrequenz stark ansteigen, bzw. abfallen. Dadurch würde in diesen „steilen“ Bereichen des Frequenzgangs eine kleine Änderung der Frequenz eine große Änderung der Ausgangsleistung der Anpassungsschaltung 120 bzw. des Plasmastroms bedingen. Diese großen Änderungen der Ausgangsleistung der Anpassungsschaltung 120 bzw. des Plasmastroms kann wiederum nur schwer vom Regelkreis ausgeregelt werden und kann unter Umständen zu einem instabilen Regelverhalten führen. Daher haben die Steuersignale eine Frequenz, die in einem möglichst linearen Bereich des Frequenzgangs des Transformators 220 liegt, in dem gezeigten Beispiel, im Bereich einschließlich 130,0 kHz bis einschließlich 170,0 KHz.

Durch die hohe Betriebsfrequenz der Steuersignale im Bereich vom mehr als 100 kHz und aufgrund der parasitären Impedanzen, wie Wicklungskapazitäten oder Streuinduktivitäten des Transformators 220, können dazu führen, dass in dem auf der primärseitigen Seite des Transformators 220 liegenden Schaltungsbereich der Ansteuerschaltung 120 (Niederspannungsteil 210) leitungsgebundene Störungen auftreten. Die Streuinduktivitäten des Transformators 220 werden mit steigendem Miniaturisierungsgrad des Transformators relevanter. Durch die geringere Querschnittsfläche steigt die Streuinduktivität und damit abgestrahlte Magnetfelder an. Dadurch können sich Probleme bei der EMV ergeben und die Effizienz des Transformators 220 sinkt. Die zusätzliche Entwärmungsproblematik macht somit die Miniaturisierung des Transistors 220 herausfordernd. Bei zunehmendem Grad der Miniaturisierung sinkt die zur Verfügung stehende Oberfläche zur Entwärmung des Transformators quadratisch, d.h. es ist schwerer die im Transformator 220entstehende Wärme abzutransportieren. Diese sich aufgrund der Miniaturisierung ergebenden leitungsgebundenen Störungen können, wie nachstehend noch erläutert wird, mittels Filterung im Leistungsbegrenzer 212 kompensiert werden.

Die Steuersignale werden in der Figur 2 dem Treiber 216 der Ansteuerschaltung 120 zugeführt. Wie nachstehend in Bezug auf die Figuren 3 und 4 erläutert wird, dient der Treiber 216 dazu, die Signalpegel der Steuersignale _PWM (f) _PWM (f) in Bezug auf Stromstärke und/oder Spannung an die Leistungsschalter 218, die den Transformator 220 antreiben, anzupassen. Dazu umfasst der Treiber 216 mehrere Treiberschaltungen. Exemplarisch sind in der Figur 2 zwei solche Treiberschaltungen 216-1 und 216-2 gezeigt, die entsprechende zwei Leistungsschalter in der Stufe 218 ansteuern. Die Treiberschaltungen 216-1, 216-2 behalten dabei das relative Timing der Steuersignale über einen vorgegebenen Temperaturbereich, in dem die Ansteuerschaltung betrieben werden soll, bei. Wie eingangs erwähnt, liegt dieser Temperaturbereich zwischen -40 °C und 160 °C, wobei die Erfindung nicht auf diesen Temperaturbereich beschränkt ist. Natürlich kann der Temperaturbereich kleiner sein und/oder mit dem angegebenen Temperaturbereich nur teilweise überlappen. Die Treiberschaltungen 216-1, 216-2 beinhalten eine oder mehrere Stufen von in Reihe geschaltete Pegelumsetzer, um die Steuersignale auf die gewünschten Signalpegel zu bringen, und mit den angepassten Steuersignalen und die Leistungsschalter der Stufe 218 anzusteuern. Die Treiberschaltungen 216-1, 216-2 behalten die Frequenz Steuersignale bei, sodass die angepassten Steuersignale ) die gleiche Frequenz (und Tastgrad) wie die Steuersignale aufweisen.

Die Leistungsschalter 218 beauftragen die primärseitige(n) Spule(n) des Transformators 220 wechselnd mit der Niederspannung sodass in der sekundärseitigen Spule des Transformators 220 eine Wechselspannung in Hochspannungsbereich ausgegeben wird. Beispielsweise liegt die Ausgangsspannung ^Trafo des Transformators 220 im Bereich von einschließlich 2 kV oder mehr, bevorzugt 2,5 kV oder mehr. Diese Ausgangsspannung auf der Sekundärseite des Transformators 220 wird anschließend über eine Impedanzanpassung 252 geführt und von einer Hochspannungskaskade 254 gleichgerichtet und gleichzeitig auf die gewünschte Ausgangsgleichspannung V _Plasma gewandelt, die an die Emissionselektroden 130 und die Gegenelektrode 140 des Elektroabscheiders angelegt werden kann, wie in Figur 1 gezeigt. In einer beispielhaften Ausführungsform ist die Hochspannungskaskade 254 ausgelegt, um die sekundärseitige Ausgangsspannung des Transformators 220 in eine Gleichspannung VPlasma im Hochspannungsbereich zu wandeln, deren Wechselanteil (AC Komponente) im Vergleich zu ihrem Gleichspannungsanteil (DC Komponente) 4% oder weniger, bevorzugt 3 % oder weniger, weiter bevorzugt 2 % oder weniger beträgt. Der Gleichspannungsanteil der Gleichspannung V _Plasma am Ausgang der Kaskade 254 liegt beispielsweise im Bereich zwischen einschließlich 8 kV und einschließlich 17 kV, bevorzugt zwischen einschließlich 10 kV und einschließlich 13 kV liegt. In dem gezeigten Beispiel ist die Gleichspannung ^l Plasma am Ausgang der Kaskade 254 eine negative Spannung, sodass die technische Stromrichtung des Gleichstroms I _Plasma zur Kaskade 254 hingerichtet ist. Der Gleichanteil des Plasmastroms l _Plasma , den die Ansteuerschaltung 120 dem Elektroabscheider bereitstellen kann, liegt beispielweise im Bereich zwischen 0,100 pA und 1,000 pA, bevorzugt im Bereich zwischen einschließlich 0,150 pA und 0,400 pA. Beispielhafte Ausgestaltungen der Hochspannungskaskade 254 werden nachstehend in Bezug auf die Figuren 5 und 6 beschrieben.

Wie in der Figur 2 angedeutet, umfasst die Ansteuerschaltung 120 auch eine Strommesseinheit 256, die den ausgangsseitigen fließenden Plasmastrom ^I Plasma misst und als Regelgröße zur Regeleinheit 214 zurückgeführt. Die Erfassung des Plasmastroms Ipiasm wird in Bezug auf die Figuren 9 und 10 ausführlicher beschrieben.

Die Ansteuerschaltung 120 kann in einen Niederspannungsteil 210 und einen Hochspannungsteil 250 unterteilt werden. Der Hochspannungsteil 250 umfasst die sekundärseitige Spule des Transformators 220 und die nachgelagerten Teile der Ansteuerschaltung 120, insbesondere die Impedanzanpassung 252, die Hochspannungskaskade 254 und die Strommesseinheit 256. Der Niederspannungsteil 210 der Ansteuerschaltung 120 umfasst den Leistungsbegrenzer 212, die Regeleinheit 214, den Treiber 216, die Leistungsschalter 218 sowie die primärseitige(n) Spule(n) des Transformators 220. Der Transformator 220 bildet somit den Übergang vom Niederspannungsbereich 210 zum Hochspannungsbereich 250.

Figur 3 zeigt eine erste beispielhafte Ausführungsform und Verschaltung von der Leistungsschaltern 218 der Figur 2, um die primärseitige Niederspannung mittels des Transformators 220 hochzusetzen. In der gezeigten Ausführungsform umfasst der Transformator 220 zwei primärseitige Spulen, die gleichsinnig gewickelt und in Reihe geschaltet sind. Der Mittelabgriff der primärseitigen Spulen, der am Verbindungspunkt der ersten Spule und der zweiten Spule gebildet wird, ist dabei mit der Niederspannung verbunden. Die jeweils anderen enden der beiden Spulen werden abwechselnd basierend auf den Steuersignalen mit dem Referenzpotenzial GND verbunden. Steuersignale sind dazu mit dem Gate-Anschluss der Leistungsschalter 302 und 304 verbunden, die in dem gezeigten Ausführungsbeispiel durch NMOS MOSFETs gebildet werden. Wenn die Leistungs Schalter 302 und 304 leiten, wird das jeweilige Ende, das mit dem Drain-Anschluss des jeweiligen NMOS MOSFETs 302, 304 verbunden ist, mit dem Referenzpotenzial GND verbunden. Die so erzeugte Wechselspannung an den primärseitigen Spulen des Transformators 220 induziert somit eine Wechselspannung in der sekundärseitigen Spule des Transformators 220. Wie in der Figur 3 ebenfalls exemplarisch dargestellt, kann auf Seiten der sekundärseitigen Spule des Transformators 220 eine Impedanzanpassung 252 vorgesehen sein. Diese wird in dem gezeigten Ausführungsbeispiel exemplarisch durch die Kapazität 310 dargestellt, die zwischen die beiden Ausgänge der sekundärseitigen Spule des Transformators 220 geschalten werden. Diese Kapazität kann beispielsweise mittels eines oder mehrerer in Reihe geschalteter diskreter Kondensatoren gebildet werden. Die Impedanzanpassung 252 dient dazu, die Impedanz zwischen den Leistungsschaltern 218, dem Transformator 220 unter der nachgeschalteten Hochspannungskaskade 254 aneinander anzupassen. Dazu ist anzumerken, dass die parasitären Impedanzen, wie Wicklungskapazitäten oder Streuinduktivitäten, des Transformators 220 sich nur schwer korrekt simulieren lassen und in aller Regel analytisch bestimmt werden müssen. Der Aufbau des Transformators 220 ist zwar nicht sonderlich komplex, ist aber vorzugsweise in seiner Konstruktion auf das Gesamtsystem abgestimmt.

Figur 4a zeigt eine zweite beispielhafte Ausführungsform und Verschaltung der Leistungsschalter 218 der Figur 2, um die primärseitige Niederspannung V' _{DC ext} mittels des Transformators 220 hochzusetzen. In der gezeigten Ausführungsform umfasst der Transformator 220 eine primärseitige Spule und eine sekundärseitige Spule. Die primärseitige Spule kann auch aus zwei Spulen, die gleichsinnig gewickelt und in Reihe geschaltet sind, gebildet werden. Die Spulen können ineinandergeschoben werden, so dass die Baugröße reduziert werden kann. In dem in Figur 4a gezeigten Ausführungsbeispiel umfassen die Leistungsschalter 218 eine Vollbrücke (H-Brücke) von vier Leistungsschaltern 402, 404, 406, 408. Es hat sich gezeigt, dass die Ansteuerung der primärseitigen Spule(n) des Transformators 220 mit Leistungsschaltern, die in einer H-Brücke verschaltet sind, leitungsgebundene Störungen im Vergleich zu der in Figur 3 gezeigten Lösung reduzieren kann.

In dem gezeigten Ausführungsbeispiel sind die Leistungsschalter 218 als MOSFETs ausgebildet, wobei die Leistungsschalter 402 und 404 PMOS MOSFETs sind, und die Leistungsschalter 406 und 408 NMOS MOSFETs sind. Die Leistungsschalter 402 und 408 werden dabei von entsprechenden Treiberschaltungen 216 mit dem Steuersignal angesteuert, während die Leistungsschalter 404 und 406 von entsprechenden Treiberschaltungen 216 mit dem Steuersignal angesteuert werden. Durch diese Ansteuerung wird abwechselnd die Niederspannung V' _{DC ext} an ein Ende der primärseitigen Spule des Transformators 220 angelegt, während das jeweils andere Ende mit dem Referenzpotenzial GND verbunden wird. So wird beispielsweise in einem ersten Zyklus der Leistungstransistor 402 und der Leistungstransistor 408 geöffnet, sodass die Niederspannung über den geöffneten Leistungstransistor 402 am zweiten Ende der primärseitigen Spule anliegt und das erste Ende der primärseitigen Spule über den Leistungstransistor 408 mit dem Referenzpotenzial GND verbunden ist. Im nachfolgenden Zyklus sind der Leistungstransistor 404 und der Leistungstransistor 406 geöffnet, sodass die Niederspannung V' _{DC ext} über den geöffneten Leistungstransistor 404 am ersten Ende der primärseitigen Spule anliegt und das zweite Ende der primärseitigen Spule über den Leistungstransistor 406 mit dem Referenzpotenzial GND verbunden ist.

In einer weiteren Ausführungsform kann ein Kondensator zwischen Gate- Anschluss und Source-Anschluss eines jeden der Leistungs Schalter 402, 404, 406 und 408 geschalten sein. Dies ist jedoch in Figur 4a nicht gezeigt. Es hat sich gezeigt, dass die Verwendung von Kondensatoren zwischen Gate-Anschluss und Source- Anschluss eines jeden der Leistungsschalter 402, 404, 406 und 408 leitungsgebundene Störungen im Vergleich zu der in Figur 3 gezeigten Lösung weiter reduzieren kann.

Weiter optional kann der Drain-Anschluss der Leistungsschalter 402 und 404, nicht direkt mit der Niederspannung V _{DC ext} verbunden sein, sondern über ein Filter 412. Das Filter 412 kann dabei leitungsgebundene Störungen aufgrund parasitärer Impedanzen und dem hochfrequenten Schalten der Leistungsschalter 402, 404, 406 und 408 reduzieren.

Der Ausgang der sekundären Spule des Transformators 220 kann mit einer Schaltung 252 verbunden sein, die die Impedanzen der Leistungsschalter 218, des Transformators 220 und der nachfolgenden Hochspannungskaskade 254 aneinander anzupassen.

Figur 4b zeigt eine dritte beispielhafte Ausführungsform und Verschaltung der Leistungsschalter 218 der Figur 2, um die primärseitige Niederspannung V' _DC _ _ext mittels des Transformators 220 hochzusetzen. Der Aufbau der Ansteuerung der primärseitigen Spule(n) des Transformators 220 entspricht dem in Figur 4a gezeigten Aufbau. Im Unterschied zur Figur 4a sind in der Ausführungsform der Figur 4b die beiden Leistungs Schalter 402 und 406 durch die Kondensatoren 414 und 416, die die gleiche Kapazität aufweisen können. Dadurch wird zwischen den beiden Kondensatoren 414 und 416 ein virtueller Massepunkt 418 geschaffen. An den beiden Kondensatoren 414 und 416 fällt aufgrund der hohen Ansteuerungsfrequenz durch die Steuersignale in etwa die halbe Niederspannung ab- Der in die primärseitige Spule fließende Strom I _prim ^ _r ist aufgrund der Schaffung des virtuellen Massepunkts 418 einer Dreieckspannung mit der halben Frequenz f der Ansteuerungssignale , wie dies in der Figur 4b exemplarisch dargestellt ist. Der Vorteil der in Figur 4b gezeigten Ausführungsform liegt darin, dass sich durch die beiden Kondensatoren 414 und 416 und den geschaffenen virtuellen Massepunkt 418 leitungsgebundene Störungen durch die parasitären Impedanzen, insbesondere die Wicklungskapazitäten oder Streuinduktivitäten des Transformators 220, reduzieren lassen.

Figur 5 zeigt eine erste beispielhafte Ausführungsform einer Hochspannungskaskade 254 in der Figur 2. Exemplarische Hochspannungskaskade 254 ist als Villardkaskade 500 ausgeführt. Am Eingang der Kaskade 254 liegt die Ausgangsspannung V _Trafo des Transformators 220 an. In dem gezeigten Ausführungsbeispiel umfasst die Hochspannungskaskade 254 fünf Stufen 502, 504, 506, 508 und 510. Jede Stufe 502, 504, 506, 508 und 510 verdoppelt den Wechselspannungsanteil der Ausgangsspannung V _Trafo des Transformators 220. Die Kaskade 254 kann merklich verlustbehaftet sein. Die Dioden besitzen gerade bei höheren Temperaturen einen relevanten Reverse Current und die Amplitude des Wechselspannungsanteils der Ausgangsspannung V _Trafo wird leicht geglättet. Daher ist eine Aneinanderreihung von beliebig vielen Kaskadenstufen nicht sinnvoll. Auch wenn die Anzahl der Kaskadenstufen der Erfindung nicht auf fünf beschränkt ist, ist es vorteilhaft, nicht mehr als sechs Kaskadenstufen auszubilden. Kaskadenstufen 502, 504, 506, 508 und 510 bilden eine „Leiter“. Jede der Kaskadenstufen 502, 504, 506, 508 und 510 besteht aus zwei Kondensatoren und zwei Dioden. Das zweite Ende 514 der sekundärseitigen Spule des Transformators 220 ist (wie nachstehend noch erläutert wird) mit dem Referenzpotenzial GND verbunden. Das erste Ende 512 der sekundärseitigen Spule des Transformators 220 ist eingangsseitig mit dem ersten Kondensator der ersten Kaskadenstufe 502 verbunden. Das andere Ende des Kondensators ist mit der Anode der ersten Diode verbunden, deren Kathode wiederum mit dem zweiten Ende der sekundärseitigen Spule des Transformators verbunden ist. Die Anode der zweiten Diode der ersten Kaskadenstufe 502 ist über den zweiten Kondensator der ersten Kaskadenstufe 502 mit der Kathode der ersten Diode der ersten Kaskadenstufe 502 verbunden. Die Kathode der zweiten Diode wiederum ist mit der Anode der ersten Diode und dem anderen Ende des Kondensators verbunden. Die weiteren Stufen5O4, 506, 508 und 510 sind ebenfalls entsprechend aufgebaut. Die Ausgangsspannung V _Plasma der Kaskade 254 wird an der Anode der zweiten Diode in der letzten Stufe 510 der Kaskade 254 abgegriffen. Es ist grundsätzlich auch möglich, die Ausgangsspannung V _Plasma der Kaskade 254 an der Kathode der zweiten Diode in der letzten Stufe 510 der Kaskade 254 abzugreifen. In diesem Fall erhält man die ungeglättete Hochspannung - also den DC-Anteil der an dieser Stelle der Kaskade 254 erzeugten Hochspannung plus einen Wechselspannungsanteil von ca. V _trafo . Diese Option wäre beispielswiese in Anwendungen denkbar, in denen Durchschläge des Elektroabscheiders provoziert werden sollen

Es ist anzumerken, dass die gezeigte Anordnung der Kaskadenstufen 502, 504, 506, 508 und 510 ausgangsseitig eine negative Gleichspannung V _Plasma erzeugt. Um eine positive Gleichspannung zu erzeugen, müssen lediglich Anode und Kathode der einzelnen Dioden in den Stufen 502, 504, 506, 508 und 510 miteinander vertauscht werden.

Figur 6 zeigt eine zweite beispielhafte Ausführungsform einer Hochspannungskaskade 254 in der Figur 2. In dem gezeigten Ausführungsbeispiel ist die Hochspannungskaskade 254 als Hochspannungskaskade 600 mit Vollweggleichrichtung ausgeführt, die ebenfalls aus mehreren Stufen besteht. In dem Ausführungsbeispiel sind wie in der Figur 5 fünf Kaskadenstufen 602,604, 606, 608 und 610 gezeigt, jedoch ist auch hier die Anzahl der Kaskadenstufen nicht auf fünf beschränkt. Der Aufbau der Hochspannungskaskade 600 basiert auf einer Villardkaskade 500, die am Signalpfad zwischen dem zweiten Ende 514 der sekundärseitigen Spule und dem Abgriff der Ausgangsspannung gespiegelt ist.

Die beiden Kaskaden 500 und 600 in den Figuren 5 und 6 unterscheiden sich im Wesentlichen durch die Anzahl ihrer Elemente, die in der Hochspannungskaskade 600 mit Vollweggleichrichtung fast doppelt so hoch ist, wie die in der Villardkaskade 500. Die einzelnen Dioden und Kondensatoren, die in den beiden Ausführungsformen der Kaskaden 500 und 600 können durch diskrete Bauelemente gebildet werden. In diesem Falle kann eine einzelne Diode durch eine Reihenschaltung mehrerer diskreter Dioden ausgebildet werden. Auch die Kondensatoren können mittels einer Reihenschaltung von diskreten Kondensatoren gebildet werden. Bei dem diskreten Aufbau der Kaskade 254 erscheint die Ausführungsform der Figur 5 vorteilhaft, wenn die Miniaturisierung der Ansteuerschaltung 120 ein wichtiger Designaspekt ist.

Figur 7 zeigt eine erste beispielhafte Ausführungsform einer der Treiberschaltungen 216-1, 216-2 des Treibers 216 in der Figur 2. Wie bereits im Zusammenhang mit der Figur 2 ausgeführt, stellt die Regeleinheit 214 die Steuersignale zur Verfügung, die jeweils einer Treiberschaltungen 216-1, 216-2 zugeführt werden. Die Anzahl der Treiberschaltungen entspricht dabei der Anzahl der Leistungsschalter 218. In dem in Figur 3 gezeigten Ausführungsbeispiel mit zwei Leistungsschaltern 302,304 sind somit zwei Treiberschaltungen 216-1, 216-2 vorgesehen, wobei eine der Treiberschaltungen mit dem Steuersignal und die andere Treiberschaltung mit dem Steuersignal der Regel einheit 214 angesteuert wird. In dem in Figur 4 gezeigten Ausführungsbeispiel mit vier Leistungs Schaltern 402,404,406 und 408 sind entsprechend vier Treiberschaltungen vorgesehen, wobei zwei der Treiberschaltungen mit dem Steuersignale und die anderen beiden Treiberschaltungen mit dem Steuersignal der Regel einheit 214 angesteuert werden.

Der Aufbau der Treiberschaltungen ist in den unterschiedlichen Ausführungsformen jedoch identisch. Es können lediglich die (Art der) verwendeten Transistoren in den einzelnen Stufen der Treiberschaltungen unterschiedlich ausgebildet sein, beispielsweise abhängig davon welcher Spannungspegel geschaltet wird bzw. welche (Art von) Leistungsschalter die jeweilige Treiberschaltung ansteuert. Die einander entsprechenden Widerstände und Dioden der einzelnen Stufen 700, 720 der Treiberschaltungen können jedoch baugleich ausgeführt werden. Dies hat den Vorteil, dass die Auswirkungen von Schwankungen der Betriebstemperatur auf die Widerstandwerte und damit die Anstiegszeiten und Abfallzeiten von Signalflanken der Treiberschaltungen 216-1, 216-2 in allen Treiberschaltungen 216-1, 216-2 gleichmäßig ausfallen und somit das Schalttiming nicht negativ beeinflussten. Insbesondere kann dadurch der zuverlässige Betrieb der Ansteuerschaltung 120 über den gewünschten Temperaturbereich, in dem die Ansteuerschaltung 120 betrieben werden soll, sichergestellt werden. Dadurch lassen sich insbesondere auch ein möglicher „Shoot Through“ in den einzelnen Stufen 700, 720 der Treiberschaltungen 216-1, 216-2 verhindern.

In der Figur 7 sind einander in ihrem Widerstandswert entsprechende Widerstände mit dem gleichen Wert RX bezeichnet. So haben die Widerstände 708, 712, 710 und 730 in den Stufen 700, 720 den gleichen Widerstandswert Ri (z.B. 100 Q), während der Widerstand 728 den Widerstandswert R2 (z.B. 330 Q) aufweist. Baugleiche Dioden sind ebenfalls identisch bezeichnet DX. So können die Dioden 706,714 und 726 baugleich ausgeführt werden. Die baugleiche Ausführung der Widerstände und der Widerstandswerte bzw. baugleiche Ausführung der Dioden und Transistoren innerhalb einer Treiberstufe 700,720 ist jedoch nicht entscheidend; vielmehr ist es vorteilhaft, dass die Treiberstufen 700,720 über die unterschiedlichen Treiberschaltungen 216-1 und 216-2 hinweg baugleich ausgeführt werden. Entsprechendes gilt auch für die nachfolgend beschriebenen Figuren 8a und 8b. Die Treiberschaltung 216, die in der Figur 7 gezeigt ist, umfasst exemplarisch zwei Treiberstufen 700 und 720. Die beiden Treiberstufen 700 und 720 verstärken insbesondere den Strom, der dem Gate-Kontakt des Leistungsschalters 218 zugeführt wird, damit dieser schneller schaltet. Alternativ oder zusätzlich können die Treiberstufen 700 und 720 auch den Spannungspegel, mit dem der Gate-Kontakt des Leistungsschalters 218 beaufschlagt wird hochsetzen, d.h. auf den Spannungswert der Rail-Spannung V _TTL oder der Niederspannung _t erhöhen.

Die erste Treiberstufe 700 umfasst eingangsseitig einen Spannungsteiler bestehend aus zwei Parallelschaltungen von jeweils einem Widerstand und einer Diode. Die erste Parallelschaltung wird durch den Widerstand 708 und die Diode 706 gebildet. Die zweite Parallelschaltung wird durch den Widerstand 712 und die Diode 714 gebildet. Das Steuersignal wird dabei dem Mittelabgriff des Spannungsteilers zugeführt. Die erste Treiberstufe 700 umfasst ferner eine Reihenschaltung des PMOS MOSFETs 702 mit dem NMOS MOSFET 704 über den Widerstand 710, der der Strombegrenzung dient. Der Drain- Anschluss des PMOS MOSFETs 702 ist mit der TTL/CMOS Versorgungsspannung V _TTL oder der Niederspannung verbunden. Ein Abgriff zwischen dem des PMOS MOSFET 702 und dem NMOS MOSFET 704 liefert das Ausgangssignal der Treiberstufe 700.

Die Anode des Diode 706 ist mit dem Gate-Anschluss des NMOS MOSFETs 704 verbunden. Die Kathode des Diode 706 ist mit dem Mittelabgriff des Spannungsteilers verbunden, sodass das Steuersignal bzw. ^an der

Kathode des Transistor 706 anliegt. Die Anode der Diode 714 ist mit dem Mittelabgriff des Spannungsteilers verbunden, sodass das Steuersignal F _P u/ _M (/) bzw. FPIVMC/) ^an der Anode der Diode 714 anliegt. Die Kathode der Diode 714 ist mit dem Gate-Anschluss des PMOS MOSFETs 702 verbunden.

Die zweite Treiberstufe 720 empfängt das Ausgangssignal, dass an dem Abgriff zwischen dem des PMOS MOSFET 702 und dem NMOS MOSFET 704 bereitgestellt wird. Dieses Ausgangssignal wird dem Gate-Anschluss des PMOS MOSFET 722 zugeführt. Der Geld-Anschluss des NMOS MOSFETs 724 ist über eine Parallelschaltung der Diode 726 und des Widerstands 728 mit dem Abgriff zwischen dem des PMOS MOSFET 702 und dem NMOS MOSFET 704 verbunden. Das Ausgangssignal der ersten Treiberstufe 700 liegt an der Kathode der Diode 226 an, während dessen Anode mit dem Gate-Anschluss des NMOS MOSFETs 724 verbunden ist. Der PMOS MOSFET 722 und der NMOS MOSFET 724 ist über den Widerstand 730 in Serie geschaltet, wobei ein Mittelabgriff zwischen dem PMOS MOSFET 722 und dem NMOS MOSFET 724 das Ausgangssignal bereitstellt, mit dem ein entsprechender Leistungsschalter in der Stufe 218 der Ansteuerschaltung 120 angesteuert wird. PMOS MOSFET 722 ist mit seinem Drain-Anschluss mit der TTL/CMOS Versorgungsspannung V _TTL oder der Niederspannung verbunden.

Die einzelnen Treiberstufen 700 und 720 bilden jeweils einen Pegelumsetzer, die den Signalpegel des TTL/CMOS Steuersignals an den Signalpegel des Leistungs Schalters 218 anpassen und das angepasste Steuersignal dem Leistungsschalter 218 als ein frequenzvariables PWM- Steuersignal zuzuführen. Ob die Transistoren 702 bzw. 722 mit der TTL/ CMOS Versorgungsspannung V _TTL oder der Niederspannung verbunden sind, kann beispielsweise davon abhängen, ob der zu treibende Leistungsschalter 218 ein PMOS- basierter oder ein NMOS-basierter Leistungsschalter ist. Da PMOS-basierte Leistungsschalter üblicherweise aufgrund ihrer höheren Gate-Kapazität eine höhere Gate-Spannung benötigen, um eine kurze Schaltzeiten zu erreichen, ist es sinnvoll, teilweise sogar notwendig, zumindest die letzte Treiberstufe (hier Treiberstufe 720) mit der Niederspannung zu verbinden. Die anderen Treiberstufen können wahlweise mit TTL/CMOS Versorgungsspannung V _TTL oder der Niederspannung verbunden sein, je nach Aufbau der Treiberstufe.

Die Dioden 706 und 714, bzw. 726 ermöglichen es, dass die Entladung der Gate-Kapazität am Gate-Anschluss der NMOS-Transistoren 704 und 724 schnell erfolgen kann und damit das Laden der Gate-Kapazität der PMOS-Transistoren 702 und 722 und ihre Schaltzeit beschleunigt wird. Aufgrund der Sperrrichtung der Dioden erfolgt die Aufladung der Geld-Kapazität der NMOS-Transistoren 704 und 724 über die Widerstände 708 und 712 bzw. 728. Durch diese Schaltungsanordnung können die Schaltzeiten der PMOS-Transistoren 702 und 722 und der NMOS- Transistoren 704 und 724 angeglichen werden, sodass ein „Shoot Through“ der Transistorpaare in jeder der Treiberstufen 700, 720 verhindert werden kann.

Figur 8a zeigt eine zweite beispielhafte Ausführungsform einer der Treiberschaltungen 216-1, 216-2 des Treibers 216 in der Figur 2, wenn es sich bei dem zu treibenden Leistungsschalter 218 um PMOS MOSFETs handelt. Figur 8b zeigt eine zweite beispielhafte Ausführungsform einer der Treiberschaltungen 216-1, 216-2 des Treibers 216 in der Figur 2, wenn es sich bei dem zu treibenden Leistungsschalter 218 um NMOS MOSFETs handelt. Die beiden Ausführungsformen der Treiberschaltungen 216-1, 216-2 des Treibers 216 in den Figuren 8a und 8b können also Weiterentwicklung der Treiberschaltung der Figur 7 betrachtet werden. Die Treiberschaltungen 216-1, 216-2 in den Figuren 8a und 8b enthalten beide eine Kaskade von Treiberstufen 800, 700, 720, wobei im Vergleich zur Figur 7 die Treiberstufe 800 eingangs seitig hinzugefügt wurde. Die Treiberstufen 700,720 in Figuren 8a und 8b entsprechen im Wesentlichen den Treiberstufen 700, 720 der Figur 7. In der Figur 8a wird angenommen, dass der Leistungsschalter 218 ein PMOS-basiertes Schaltelement ist. Aus diesem Grunde werden die Transistoren 702 und 722 in den Treiberstufen 700, 720 mit ihrem Source-Anschluss mit der Niederspannung _t verbunden. Optional kann der Source-Anschluss des PMOS Transistors 722 über eine Filterkondensator (C2) mit dem Referenzpotenzial GND verbunden sein. Ausführungsform der Treiberschaltungen 216-1, 216-2 in der Figur 8b ist im Grunde identisch zu der Ausführungsform der Ausführungsformen der Treiberschaltungen 216-1, 216-2 in der Figur 8a, jedoch wird den PMOS-basierten Transistoren 702 und 722 in den Treiberstufen 700, 720 die TTL/CMOS Versorgungsspannung V _TTL , da hier angenommen wird, dass es sich bei dem Leistungsschalter 218 um einen NMOS- basierten Leistungsschalter handelt.

Die zusätzliche Eingangsstufe 800 der Treiberschaltung 216-1, 216-2 in den Figuren 8a und 8b realisiert einen Pegelumsetzer, der die TTL/CMOS Spannung des Steuersignals mithilfe der Operationsverstärker-Schaltung hochsetzt. Aufgrund des hochohmigen Eingangs des Operationsverstärker 802, mit dem das Steuersignal über den Widerstand 804 verbunden ist, kann verhindert werden, dass plötzlich auftretende Überspannungen bzw. Stromspitzen in den nachfolgenden Stufen 700, 720 die Regeleinheit 214 beschädigen können. Der Ausgang des Operationsverstärker 802 ist mit Mittelabgriff des eingangsseitigen Spannungsteilers der Treiberstufe 700, der aus einer Parallelschaltung der Diode 706 mit dem Widerstand 708 und einer Parallelschaltung der Diode 714 mit dem Widerstand 712 besteht, verbunden. Wie bereits in Zusammenhang mit Figur 7 erläutert, ist es vorteilhaft, wenn alle Treiberschaltungen 216-1, 216-2 baugleich ausgeführt sind.

Figur 9 zeigt eine zweite beispielhafte Ausführungsform der Strommesseinheit 256 zur Ermittlung eines Strommesswerts, basierend auf welchem die Ausgangsleistung der Ansteuerschaltung 120 in Figur 2 geregelt wird. Der Strommesswert gibt den über die Emissionselektroden 130 zur Gegenelektrode 140 des Elektroabscheiders zu einem Referenzpotenzial GND fließenden Gleichstrom Ipiasma an. Wie aus der Figur 9 ersichtlich, ist die Gegenelektrode 140 des Elektroabscheiders mit dem Referenzpotenzial GND verbunden. Um den in den Elektroabscheiders fließenden Gleichstrom I _piasma . möglichst genau zu messen wird die sekundärseitige Spule, genauer das zweite Ende 514 der sekundärseitigen Spule des Transformators 220, über einen aus den Widerständen 902 und 904 gebildeten Spannungsteiler mit dem Referenzpotenzial GND verbunden. Der Gleichstrom Ipiasma- Wird somit in der Ausführungsform der Erfindung auf der Sekundärseite des Transformators 220 gemessen. In dem gezeigten Ausführungsbeispiel haben die Widerstände 902 und 904 den gleichen Widerstand R6. Aufgrund der Kirchhoffs chen Regeln fließt aufgrund dieser Verschaltung der Plasmastrom I _piasma durch den Spannungsteiler, sodass am Mittelabgriff zwischen den Widerständen 902 und 904 eine Messspannung V _Messung abfällt, die den Plasmastrom I _Plasma repräsentiert. Durch die Verschaltung der Gegenelektrode 140 mit dem Referenzpotenzial GND und dem Spannungsteiler 902/904 zwischen dem zweiten Ende 514 der sekundärseitigen Spule des Transformators 220 und dem Referenzpotenzial GND können somit auch alle relevanten, den Stromfluss verändert Faktoren berücksichtigt werden und der Gleichstrom I _piasma mit sehr hoher Präzision gemessen werden. Damit kann die Effizienz des Regelkreises 122 erheblich verbessert werden.

Da die Messeinheit 256 sehr hochohmig (vgl. Operationsverstärker 918) mit dem Mittelabgriff des Spannungsteilers verbunden ist, fließt nur ein vernachlässigbarer Strom Strom in die Messeinheit 256. Die Messeinheit 256 umfasst hier exemplarisch ein eingangsseitiges RC Glied (Tiefpassfilter) aus den Widerständen 910 und dem Kondensator 912 und eine ESD-Protection, die durch die Dioden 914 und 916 gebildet wird. Am nicht-invertieren den Eingang des Operationsverstärkers 918 liegt somit - aufgrund des zu vernachlässigenden Stroms in die Messeinheit 256 - das Potenzial am Mittelabgriff des Spannungsteilers zwischen den Widerständen 902 und 904 an. Die Verschaltung des Operationsverstärker 918 realisiert einen Gain-Buffer oder Unity Gain Buffer. Der invertierende Eingang des Operationsverstärker 918 ist mit dem Ausgang des Operationsverstärker 918 gekoppelt. Der Ausgang des Operationsverstärker 918 ist mit einem weiteren RC Glied (Tiefpassfilter) aus den Widerständen 920 und dem Kondensator 922 verbunden und gibt den (analogen) Strommesswert / [t] aus. Dieser analoge Strommesswert /[t] wird durch einen Analog/Digital (A/D)-Wandler 924 in einen digitalen Strommesswert /[n] gewandelt und der Regel einheit 214 zugeführt. Ob eine A/D Wandlung des analogen Strommesswerts / [t] notwendig ist, hängt davon ab, ob die Regeleinheit analog oder digital arbeitet. In einem Ausführungsbeispiel enthält die Regeleinheit 214 den A/D-Wandler 924. Wie bereits erwähnt, kann die Regeleinheit 214 als Mikroprozessor ausgeführt sein. Der Regelzyklus des Regelkreises 122 ist bevorzugt im Bereich von einschließlich 5 ms oder weniger, bevorzugt 2 ms oder weniger, weiter bevorzugt 1 ms oder weniger aufweisen. Je kürzer der Regelzyklus, desto schneller können Schwankungen im gemessenen Plasmastrom I _Plasma , erkannt und ausgeregelt werden. In einem Ausführungsbeispiel beträgt der Regelzyklus 1 ms. Entsprechend passt die Regeleinheit 214 den Frequenzwert f[n] in Intervallen von 1 ms an den jeweiligen Strommesswert /[n] an, um die Ausgangsleistung der Ansteuerschaltung 120, bzw. deren Ausgangsstrom I _Plasma , auf eine Referenzausgangsleistung bzw. einen Referenzstromwert I _Ref zu regeln.

Figur 10 zeigt eine zweite beispielhafte Ausführungsform der Strommesseinheit 256 zur Ermittlung eines Strommesswerts, basierend auf welchem die Ausgangsleistung der Ansteuerschaltung 120 in Figur 2 geregelt wird. Zusätzlich berücksichtigt die Regeleinheit 214 in dieser Ausführungsform auch einen Temperaturmesswert. Der Strommesswert gibt den über die Emissionselektroden 130 zur Gegenelektrode 140 des Elektroabscheiders zu einem Referenzpotenzial GND fließenden Gleichstrom I _piasma an. Die Ausführungsform der Figur 10 basiert auf der Ausführungsform der Figur 9. Die Strommesseinheit 256 in Figur 10 entspricht der Strommesseinheit 256 in Figur 9. Zusätzlich erhält die Regeleinheit 214 einen Temperaturmesswert T[t] . Dieser kann beispielsweise mit einem weiteren, in der Figur 10 nicht gezeigten A/D Wandler in einen digitalen Temperaturmesswert T[n] gewandelt werden. Auch dieser zusätzliche A-D Wandler kann beispielsweise auch in die Regeleinheit 214 integriert sein. Der Temperaturmesswert kann beispielsweise die Temperatur in der Umgebung der Platine, auf der die Ansteuerschaltung 120 realisiert ist, messen. Der Temperatursensor kann dabei optional auch Bestandteil der Ansteuerschaltung 120 sein. Es ist jedoch auch möglich, einen externen Temperatursensor mit Ansteuerschaltung 120 zu verbinden, der nicht auf der gleichen Platine wie die Ansteuerschaltung 120 vorgesehen ist. Grundsätzlich kann die Temperatur an verschiedenen Stellen der Platine oder des Endgeräts, in dem die Ansteuerschaltung 120 verbaut ist, erfasst werden. Auch können unterschiedliche Temperaturen an verschiedenen Stellen der Platine oder des Endgeräts, in dem die Ansteuerschaltung 120 verbaut ist, erfasst werden und der Regeleinheit 214 in analoger/ digitaler Form zugeführt werden. Die Regel einh eit 214 kann den einen oder die mehreren Temperatur Messwerte, die sie erhält in unterschiedliche Art und Weise in der Regelung der Ausgangsleistung der Ansteuerschaltung 120 verwenden.

Aufgrund der Temperaturschwankungen ist zu erwarten, dass bei höheren Temperaturen der Widerstandswert der Widerstände in den Treiber Schaltungen 216-1, 216-2 ansteigt. Dies könnte die Regeleinheit 214 beispielsweise dazu nutzen, den Tastgrad der Steuersignale zu variieren, sodass der Tastgrad nicht 50 % sondern leicht mehr oder leicht weniger beträgt.

Eine weitere Möglichkeit besteht darin, dass die Regeleinheit 214 die gemessene(n) Temperatur(en) zur Anpassung der Frequenz f[n] der Steuersignale zusammen mit dem gemessenen Stromwert /[n] berücksichtigt. In einer Ausführungsform könnte die Regeleinheit 214 beispielsweise die Eingangsleistung des Transformators 220 reduzieren, wenn eine kritische Temperatur, beispielsweise des Transformators 220, gemessen wird, um die Schaltung 120 vor Überlastung zu schützen. Die Effizienz des Transformators 220 nimmt typischerweise ab, wenn das Kernmaterial sich seiner Curie-Temperatur nähert.

Bei Kenntnis der Temperatur des Transformators 220 oder einer korrelierenden Temperatur kann ein thermisches Durchgehen („thermal runaway“) frühzeitig erkannt und unterbunden werden. In einem Ausführungsbeispiel ist die Regeleinheit 214 eingerichtet, ein thermisches Durchgehen basierend auf dem Temperaturmesswert, der die Temperatur des Transformators 220 repräsentiert, zu erkennen (z.B. durch Vergleich mit einer vergebenden Schwellen-Temperatur, die basierend auf der Curie-Temperatur des Transformators 220 gewählt ist, und ein Erkennen eines Überschreitens der Schwellen-Temperatur) und die Eingangsleistung des Transformators 220 reduzieren, zum Beispiel durch die Änderung des Tastgrads der Steuersignale _PWM (f) b _PWM (f) und/oder durch Reduzierung der Frequenz f[n] der Steuersignale so dass ein thermisches Durchgehen verhindert werden kann.

Ferner ist nimmt typischerweise der Reverse Current der Dioden der Kaskade 254 exponentiell mit der Temperatur zu, sodass die Effizienz sinkt und auch hier ein thermisches Durchgehen droht. Zusätzlich zur Temperatur des Transformators 220 oder alternativ dazu, kann/können einer oder mehrere Temperatursensoren die Temperatur der Dioden in der Kaskade 254 (bei mehreren Temperatursensoren, an unterschiedlichen Stellen der Kaskade 254) erfassen. Die Regeleinheit 214 empfängt die Temperturmesswerte des einen Temperatursensors oder der mehreren Temperatursensoren und kann darauf basierend ein drohendes thermales Durchgehen erkennen (z.B. durch Vergleich mit einer vergebenden Schwellen- Temperatur und ein Erkennen eines Überschreitens der Schwellen-Temperatur). Droht thermales Durchgehen kann die Regeleinheit 214 die Eingangsleistung des Transformators 220 reduzieren, zum Beispiel durch die Änderung des Tastgrads der Steuersignale und/oder durch Reduzierung der Frequenz f[n] der Steuersignale , so dass ein thermisches Durchgehen verhindert werden kann

Entweder zusätzlich oder alternativ könnte das Überschreiten einer Schwellentemperatur eine Notabschaltung der Ansteuerschaltung 120 erfolgen, indem die Regel einheit 214 die Steuersignale unterdrückt, wenn oder solange die Schwellentemperatur überschritten ist.

Figur 11 zeigt ein exemplarisches Eingangsfilter 1100 zur Verwendung im Leistungsbegrenzer 212 der Figur 2 gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der Erfindung. Das Eingangsfilter 1100 umfasst eine Gleichtaktdrossel („common mode choke“) mit mehreren gleichsinnig gewickelten Wicklungen. Die Wicklungen werden vom Strom aus der Gleichspannungsquelle 110 durchflossen. Die magnetischen Felder im Kern heben sich gegenseitig auf, so dass Störströme auf Hin- und Rückleitung gedämpft werden. Ferner umfasst das Eingangsfilter ein EMV-Filter 1104, dass leitungsgebundene EMV-Störungen aufgrund der parasitären Impedanzen des Transformators 220 gefiltert werden. Das EMV-Filter 1104 kann beispielsweise mithilfe eines H-Filters oder eines T-Filters realisiert werden und auf die implementierungsspezifischen Störungen angepasst werden. Das Eingangsfilter 1100 kann beispielsweise an seinem Ausgang die abgeleitete Niederspannung _t und das Referenzpotenzial GND bereitstellen. Das Referenzpotenzial GND ist durch die Filterschaltung 1104 und die Gleichtaktdrossel 1102 von der externen Masse abgegrenzt. Filterschaltung 1104 und die Gleichtaktdrossel 1102 sind nur für Hochfrequenzsignale wirksam, sodass der DC-Plasmastrom I _Plasma nicht von der Filterschaltung 1104 und die Gleichtaktdrossel 1102 beeinflusst wird. Der Gleichstromanteil der Niederspannung kann daher auch der Eingangsspannung entsprechen. Grundsätzlich ist es in einer alternativen Ausführungsform vorgesehen, dass der Leistungsbegrenzer 212 den Pegel des Gleichstromanteils der Eingangsspannung ändert, z.B. durch die Veränderung der Referenzpotentials GND gegenüber dem Referenzpotential (z.B. externe Masse) der Geleichspannungsquelle no und/oder Veränderung des Gleichspannungspegels der der Eingangsspannung _t .

In den beschriebenen Ausführungsformen stellte die Regeleinheit 214 die Steuersignale bereit. Grundsätzlich ist es auch denkbar, dass die Regeleinheit 214 nur das Steuersignal bereitstellt. In diesem Falle könnten einzelne Treiberschaltungen 216-1, 216-2, die eine invertierte Version dieses Steuersignals benötigen, einen Inverter aufweisen, um das Steuersignal zu erzeugen. Die anderen Treiberschaltungen 216-1, 216-2, die das nicht-invertierte Steuersignal könnten ferner eine Verzögerungsschleife aufweisen, um die Verzögerung der Laufzeit in den Inverter der jeweils anderen Treiberschaltungen 216-1, 216-2 zu kompensieren. Eine weitere Möglichkeit besteht darin, dass der Operationsverstärker 802 in der Stufe 800 der Treiberschaltungen 216-1, 216-2 so verschaltet wird, dass der Operationsverstärker 802 das Steuersignal invertiert. Eine andere Möglichkeit ist, dass die Stufen 700 und 720 der Treiberschaltungen 216-1, 216-2 die in den beschriebenen Ausführungsformen das invertierte Steuersignal benötigen, Transistorpaare der einzelnen Stufen 700, 720 (z.B. Transistoren 702 und 704, und Transistoren 722 und 724) nicht zwischen die positive TTL/CMOS Versorgungsspannung V _TTL bzw. die abgeleitete positive Niederspannung _t und das Referenzpotential GND, sondern zwischen das Referenzpotential GND und eine negative TTL/CMOS Versorgungsspannung -V _TTL bzw. eine abgeleitete negative Niederspannung geschaltet sind.

Ein weiterer Aspekt der Erfindung betrifft das Design des Transformators 220, so dass dieser möglichst kompakt realisiert werden kann. In einer Ausführungsform der Erfindung, weist der Transformator 220 ein Gehäuse mit einer rechteckigen oder quadratischen Grundform auf. Die Kantenlänge dieser Grundform beträgt beispielsweise zwischen einschließlich 30 mm und einschließlich 18 mm. Beispielsweise kann der Transformator 220 ein EFD20 Gehäuse umfassen. Die sekundärseitige Spule 1218 des Transformators 220 kann dabei in mehrere mittels eines dielektrischen Materials voneinander isolierten Kammern des Transformatorgehäuses 1228 angeordnet sein.

Figur 12 zeigt einen exemplarischen Aufbau eines Transformators 220 gemäß einer Ausführungsform der Erfindung. Der Transformator kann in eine Primärseite und eine Sekundärseite unterteilt werden die Primärseite umfasst unter anderem und beispielsweise eine oder mehrere primärseitige Spule(n), hier exemplarisch zwei Spulen 1206, 1212. Die Primärseite kann dem Niederspannungsteil der Ansteuerschaltung 220 zugeordnet sein. Die Sekundärseite wiederum umfasst unter anderem die sekundärseitige Spule 1218. Die Sekundärseite kann dem Hochspannungsteil der Ansteuerschaltung 220 zugeordnet sein.

Der Transformator 220 umfasst das Transformatorgehäuse 1228, das auch als Wickelkörper bezeichnet werden kann. Dieses ist aus einem isolierenden Material. In dem gezeigten Ausführungsbeispiel umfasst der Transformator 220 zwei primärseitige Spulen 1206 und 1212. Die erste Spule 1206 hat dabei die Anschlüsse 1208 und 1210, wobei der erste Anschluss 1208 auch als erstes Ende 1208 der primärseitigen Spule 1206 und der zweite Anschluss 1210 auch als das zweite Ende 1210 der primärseitigen Spule 1206 bezeichnet wird. Die zweite Spule 1212 weist ebenfalls zwei Anschlüsse 1214 und 1216 auf. Anschlüsse 1214 und 1216 werden entsprechend auch als erstes Ende 1214 und zweites Ende 1216 der Spule 1212 bezeichnet. Das zweite Ende 1210 der Spule 1206 und das erste Ende 1214 der zweiten primärseitigen Spule 1212 können dabei miteinander kurzgeschlossen sein bzw. auf der Platine kurzgeschlossen werden (siehe Figuren 3, 4a und 4b). Die Spulen 1206 und 1212 sind dabei in die gleiche Richtung gewickelt. Werden die Spulen 1206 und 1212 in Serie geschaltet, halbiert sich der Multiplikationsfaktor des Transformators 220. Die sekundärseitige Spule 1218 des Transformators 220 ist in dem gezeigten Ausführungsbeispiel der Figur 12 in drei Teilspulen 1218-1, 1218-2 und 1218-3 unterteilt. Jede dieser Teilspulen ist dabei in einer Kammer 1224-1, 1224-2, 1224-3 des Transformatorgehäuses 1228 angeordnet. Die einzelnen Kammern 1224- 1, 1224-2, 1224-3 sind durch Trennwände 1226-1, 1226-2, 1226-3 voneinander, bzw. von einer die primärseitigen Spulen 1206 und 1212 enthaltenden Kammer 1230 getrennt. Es sei darauf hingewiesen, dass sich hier lediglich exemplarisch drei Kammern 1224-1, 1224-2, 1224-3 zur Aufnahme der Teilspulen 1218-1, 1218-2 und 1218-3 der sekundärseitigen Wicklungen der Spule 1218 gezeigt sind. Die Wicklungen der sekundärseitigen Spule 1218 können jedoch auch in mehr oder weniger Kammern, beispielsweise zwei Kammern, vier Kammern, fünf Kammern, sechs Kammern, sieben Kammern, acht Kammern, etc. angeordnet sein. Die Kammern 1224-1, 1224-2, 1224-3 und 1230 können auch als Gehäuseabschnitte bezeichnet werden.

Die Aufteilungen der Wicklungen der sekundärseitigen Spule 1218 in mehrere Kammern 1224-1, 1224-2, 1224-3, die voneinander isoliert sind, ermöglicht es, die Potentialunterschiede zwischen den Wicklungslagen zu reduzieren. Dadurch ist es möglich, die Dicke der Isolierungen um die einzelnen Leiter der sekundärseitigen Spule 1218 zu reduzieren, was wiederum eine kompaktere Bauweise des Transformators 220 ermöglicht. Dadurch ist es auch möglich, den Transformator 220 mit industriellen Prozessen zu fertigen. In zuvor verwendeten, handgefertigten Transformatoren 220 wurden die einzelnen Teilspulen 1218-1, 1218-2 und 1218-3 der sekundärseitigen Wicklungen der Spule 1218 mittels per Hand eingezogener isolierender Folien voneinander isoliert.

Die Ausgänge 1220 (512) und 1222 (514) der sekundärseitigen Spule 1218 geben die in der sekundärseitigen Spule 1218 induzierte Wechselspannung V _Trafo des Transformators 220 aus. Die Ausgängei220 (512) und 1222 (514) der sekundärseitigen Spule 1218 sind mit der Impedanzanpassung 252 und der Hochspannungskaskade 254 verbunden, wie in der Figur 2 gezeigt ist.

In der in Figur 12 gezeigten Ausführungsform umfasst der Transformator 220 ferner zwei E-förmige miteinander verbundene Kerne aus einem leitenden Material, die das induzierte magnetische Feld transportiert. Die Kerne können beispielsweise auf Eisen gefertigt sein, jedoch kommen auch andere Materialien, insbesondere weichmagnetische Werkstoffe, in Frage.

In einer beispielhaften Ausführungsform des Transformators 220 liegt das Verhältnis der Anzahl der Wicklungen jeder der beiden primärseitigen Spulen 1208 und 1212 des Transformators 220 und der Anzahl der Wicklungen der sekundärseitigen Spule 1218 des Transformators 220 im Bereich einschließlich 0,015 bis einschließlich 0,025. In einer beispielhaften Ausführungsform beträgt dieses Verhältnis 0,02, was einem Multiplikationsfaktor von 1:0,02=50 entspricht. Beispielsweise liegt die Anzahl der Wicklungen der primärseitigen Spulen 1206 und 1212 des Transformators 220 zwischen einschließlich 13 Wicklungen und einschließlich 18 Wicklungen und Anzahl der Wicklungen der sekundärseitigen Spule 1218 des Transformators 220 liegt zwischen einschließlich 700 Wicklungen und einschließlich 800 Wicklungen. In einer beispielhaften Implementierung beträgt die Anzahl der Wicklungen der Spulen 1206 und 1212 jeweils 15 und die Anzahl der Wicklungen der sekundärseitigen Studie 1218 beträgt 750.

Figur 13 zeigt den Frequenzgang eines beispielhaften Transformators 220 gemäß einer Ausführungsform der Erfindung. Die X-Achse bezeichnet dabei die Frequenz, während auf der Y-Achse der Betrag des magnetischen Flusses im Transformator 220 bezeichnet. Die Resonanzfrequenz des Transformators 220 liegt bevorzugt im Bereich einschließlich 200,0 kHz bis 240,0 kHz. In einer vorteilhaften Implementierung wird die Resonanzfrequenz des Transformators 220 aufgrund der Bauform auf 230,0 kHz festgelegt. Wie bereits erläutert, ist es sinnvoll, die Frequenz f mit der die Primärseite des Transformators 220 angesteuert wird in einem möglichst linearen Bereich des Frequenzgangs des Transformators 220 anzusteuern. Die Steuerfrequenz der Steuersignale _PWM f) _PWM f) liegt daher beispielweise in einem Bereich von einschließlich 130 kHz und einschließlich 170 kHz.

Ein weiterer Aspekt der Erfindung betrifft das Design einer Platine, die eine erfindungsgemäße am Ansteuerschaltung implementiert. Insbesondere betrifft dieser Aspekt den diskreten Aufbau zumindest des Hochspannungsteils der Ansteuerschaltung 120 auf einer Platine und die Verwendung einer solchen Platine in einem Raumluftreiniger, wobei der Raumluftreiniger einen Elektroabscheider mit einer Emissionselektrode, die aus einer Mehrzahl von Emissionsnadeln gebildet ist und einer der zur Emissionsnadeln in Abstand ausgebildeten, Gegenelektrode, die von einer Flüssigkeit, zumindest teilweise benetzt, vorzugsweise umspült ist, umfasst. Natürlich kann auch die vollständige Ansteuerschaltung diskret aufgebaut sein. Figur 14a zeigt eine Ausführungsform einer solchen Platine 1400, die eine Ansteuerschaltung 120 gemäß einer Ausführungsform der Erfindung implementiert. Die gezeigte Platine erstreckt sich in Längsrichtung um ca. 140 mm und um ca. 70 mm in Querrichtung. Dies ist natürlich nur ein Beispiel, und die Platinengröße ist darauf nicht beschränkt.

Figur 14b zeigt die Ausführungsform der Platine der Figur 14a, wobei die in Figur 2 gezeigten Komponenten der die eine Ansteuerschaltung 120 gekennzeichnet sind. In einem in Querrichtung betrachtet oberen Bereich der Platine 1400 ist die Hochspannungskaskade 254 angeordnet. Auf der in Längsrichtung rechten Seite befindet sich der Transformator 220, dessen sekundärseitige Spule 1218 in Querrichtung nach oben ausgerichtet ist. Am oberen rechten Rand der Platine 1400 sind mehrere diskrete, in Reihe geschaltete Kondensatoren gezeigt, die die Impedanzanpassung 252 realisieren. Der Aufbau der Hochspannungskaskade mittels der einzelnen, gezeigten diskreten Bauelemente ist in der Figur 16 illustriert. Im unteren Bereich der Platine 1400 sind die Komponenten des Niederspannungsteils 210 der Ansteuerschaltung 120 zu finden. Der untere Bereich der Platine umfasst den Leistungsbegrenzung 212 mit dem Eingangsfilter. In der Nähe des Eingangsfilters ist auch der Anschluss (Pins, Stecker oder dergleichen) für die Niederspannungsquelle 110 vorgesehen. Ebenfalls im unteren Bereich der Platine sind die Messeinheit 256, die Regeleinheit 214, sowie der Treiber 216 und der Leistungsschalter 218 zu finden.

Figur 15 zeigt Teilbereiche der Platine der Figur 14a und die Anordnung von Schlitzen 1510, 1512, 1522 und Aussparungen 1524 in der Platine 1400, die die Platine 1400 vollständig durchdringen und verhindern sollen, dass Funkenüberschlag zwischen den einzelnen Komponenten des Hochspannungsteils 250, bzw. vom Hochspannungsteil 250 in den Niederspannungsteil 210 und/oder die Kriechstrompfade (siehe Pfeile 1720, 1722 in der Figur 17) so verlängert, dass keine schädlichen Kriechströme, die sich an der Oberfläche der Platine bilden können, die Komponenten der Ansteuerschaltung 120 und/oder die an die Platine 1400 angeschlossene Gleichstromquelle 110 beschädigen. Insbesondere die Regeleinheit 214 kann auf Überspannungen empfindlich reagieren.

Wie in der Figur 15 verdeutlicht, kann die Platine 1400 in einen Hochspannungsbereich 1502 im oberen Bereich der Platine und einen Niederspannungsbereich 1504 im unteren Bereich der Platine eingeteilt werden. Der Transformator 220 ist an einer Seite, hier der rechten Seite (in Längsrichtung) der Platine 1400 angebracht und stellt den Übergang zwischen dem Niederspannungsbereich 1504 und im Hochspannungsbereich 1502 dar. Zwischen dem Hochspannungsbereich 1502 und dem Niederspannungsbereich 1504 ist ein Grenzbereich 1506 definiert, der sich im Wesentlichen in Längsrichtung der Platine erstreckt. In diesem Grenzbereich 1506 ist ein Schlitz 1510 ausgebildet, der neben dem Transformator 220 beginnt und sich im Wesentlichen über die verbleibende Breite der Platine 1400 in Längsrichtung erschreckt. In dem gezeigten Ausführungsbeispiel durchbricht dieser Schlitz 1510 den dem Transformator 220 gegenüberliegenden Rand der Platine 1400 nicht, damit die Platine 1400 ihre Stabilität behält. Der Schlitz 1510 durchdringt die Platine 1400 vollständig. Der Schlitz 1510 hat in dem gezeigten Ausführungsbeispiel eine Breite von ca. 3 mm, sodass er zuverlässig die Ausbreitung von Kriechströmen aus dem Hochspannungsbereich 1502 in den Niederspannungsbereich 1504 verhindern kann. Ferner verlängert dieser Schlitz 1510 mögliche Kriechstrompfade (siehe z.B. Pfeil 1720 in Figur 17) aus dem Hochspannungsbereich 1502 in den Niederspannungsbereich 1504.

Im oberen Bereich der Platine 1400, der den Hochspannungsbereich 1502 definiert, ist die Hochspannungskaskade 254 der Ansteuerschaltung 120 mittels diskreter Dioden und Kondensatoren realisiert. Der Ausgang der Hochspannungskaskade 254 befindet sich im linken Bereich 1520 des Hochspannungsbereichs 1502. Dort sind somit die höchsten Spannungen zu erwarten. Der Spannungspegel steigt von der Hochspannung V _Trafo am Ausgang des Transformators 220 im Hochspannungsbereich 1502 auf den Ausgangswert ^v PLasma am Ende der Kaskade 254. Die Hochspannungskaskade 254 entspricht in dem Ausfiihrungsbeispiel der Ausgestaltung in Figur 5. Die Kondensatoren sind in einem sich in Längsrichtung erstreckenden, streifenförmigen Bereich 1516 im am oberen Rand des Hochspannungsbereichs 1502 sowie in einem sich in Längsrichtung erstreckenden, streifenförmigen Bereich 1514 am unteren Rand des Hochspannungsbereichs 1502 platziert. Wie in der Figur 16 dargestellt, werden die Kondensatoren der Hochspannungskaskade 254 durch eine Reihenschaltung von Gruppen von Kondensatoren realisiert. In dem gezeigten Ausfiihrungsbeispiel auf der Platine 1400 besteht jede dieser Gruppen aus vier Kondensatoren, jedoch ist die Erfindung nicht darauf beschränkt. Die Dioden 1704 der Kaskade 254 werden ebenfalls durch eine Reihenschaltung von einzelnen diskreten Dioden 1704 gebildet. Jede Diode der Kaskade 254 wird in dem gezeigten Ausführungsbeispiel der Figur 16 durch eine Reihenschaltung von fünf diskreten Dioden 1704 realisiert, jedoch ist die Erfindung nicht darauf beschränkt. Diese Gruppen von Dioden sind ebenfalls in Streifen 1518 in Querrichtung auf der Platine angeordnet. Die Dioden 1704 eines Dioden-Streifens 1518 sind zickzakförmig oder mäanderförmig verschaltet, wie sich beispielsweise aus der vergrößerten Darstellung in der Figur 17 ergibt. Die Dioden- Streifen 1518 erstrecken sich in Querrichtung zwischen den streifenförmigen Bereichen 1514 und 1516, in denen die Kondensatoren der Kaskade 254 auf der Platine 1400 angebracht sind. Zwischen den einzelnen benachbarten Dioden-Streifen 1518 befinden sich Aussparungen 1524 in der Platine 1400 (nicht alle Aussparungen sind mit Referenzzeichen in der Figur 15 markiert, um die Übersichtlichkeit zu fördern). Dadurch lässt sich effektiv die Ausbreitung von Kriechströmen zwischen den unterschiedlichen Dioden-Streifen 1518 unterbinden. Neben dem Dioden- Streifen 1518, der unmittelbar neben dem Transformator 220 auf der Platine 1400 ausgebildet ist, ist ebenfalls ein Schlitzes 1522 in der Platine 1400 ausgebildet. Diese erstreckt sich im Wesentlichen in Querrichtung. Am in Querrichtung betrachtet oberen Ende des Schlitzes 1522 kann dieser sich in Längsrichtung erstrecken, wie beispielsweise in der gezeigten Ausführungsform, in der der Schlitz 1522 im Wesentlichen T-förmig ausgebildet ist. Die Verlängerung des Schlitzes 1522 in Längsrichtung dient dazu, die Länge des Kriechstrompfade (siehe z.B. Pfeil 1720 in Figur 17) zu verlängern, sodass das Risiko von einer Beschädigung von Bauelementen im Niederspannungsbereich 1504 der Platine 1400 durch Kriechströme verringert werden kann.

Figur 17 zeigt eine vergrößerte Ansicht von Teilbereichen im Hochspannungsbereich 1502 der Platine 1400 der Figur 14a und die Anordnung von Schlitzen 1702, 1706, die die Platine durchbrechen und Aussparungen 1524 im Hochspannungsbereich 1502 der Platine 1400. Oberhalb der Platine 1400 ist in Figur 17 exemplarisch eine Gruppe von in Reihe geschalteten Kondensatoren aus der Hochspannungskaskade 254 im Hochspannungsbereich 1502 dargestellt. Die Kondensatoren erstrecken sich in Längsrichtung, d.h. die beiden Anschlüsse 1710, 1712 eines jeden Kondensators als auch die Leiterbahnen zur Verbindung der Kondensatoren der Gruppe erstrecken sich in Längsrichtung. Wie die Figur 17 illustriert, ist zwischen den beiden Anschlüssen 1710, 1712, mit denen jeder der diskreten Kondensatoren mit der Platine verbunden (z.B. verlötet) ist, ein Schlitz 1702 unterhalb eines jeden Kondensators in der Platine 1400 vorgesehen, sodass die Ausbreitung von Kriechströmen zwischen den jeweiligen Anschlüssen 1710, 1712 eines jeden Kondensators möglichst verhindert wird. Die Schlitze 1702 erstrecken sich dabei in Querrichtung und ragen in Querrichtung auf beiden Seiten über die Gehäuse des jeweiligen Kondensators hinaus.

Im Bereich rechts unten in Figur 17 ist ferner eine Detailansicht zweier benachbarter Dioden-Streifen 1518 gezeigt. Wie dort besser erkennbar ist, sind die Dioden 1704 (nicht alle Dioden sind mit Bezugszeichen versehen, um die Übersichtlichkeit der Detailvergrößerung nicht zu konterkarieren) auf der Platine 1400 zickzack-förmig miteinander verbunden, d. h. die Kathoden einer Diode 1704 (außer der letzten Diode in dem Dioden-Streifen 1518) ist mit der Anode der nächsten Diode 1704 verbunden. Die Dioden 1704 sind als diskrete Bauelemente ausgeführt. Ihre Anode und Kathode erstrecken sich im Wesentlichen in Längsrichtung. Die jeweiligen Verbindungen zwischen den einzelnen Dioden 1704 erstrecken sich im Wesentlichen in Querrichtung, sodass ein Zickzack- Muster gebildet wird. Wie bereits erwähnt ist zwischen benachbarten Dioden-Streifen 1518 eine Aussparung 1524 vorgesehen. Von diesen Aussparungen 1524 ausgehend erstrecken sich zwischen jeweils benachbarten Dioden 1704 weitere Schlitze 1706 in Längsrichtung der Platine 1400, um die Ausbreitung von Kriechströmen zwischen den benachbarten Dioden 1704 innerhalb der jeweiligen Dioden-Streifen 1518 möglichst zu unterbinden. Entsprechende Schlitze 1706 in Längsrichtung der Platine 1400 erstrecken sich ausgehend von den Aussparungen 1524 auch oberhalb, bzw. unterhalb der ersten, bzw. letzten Diode eines jeden Dioden-Streifens 1518, wie ebenfalls in der Detailvergrößerung in der Figur 17 gezeigt wird. Zu beachten ist auch, dass solche Schlitze 1706 auch ausgehend vom Schlitz 1522 sich zwischen die einzelnen benachbarten Dioden 1704 des neben dem Transformator 202 liegenden Dioden- Streifens 1518 erstrecken. Ferner ist in der Figur 17 ersichtlich, dass sich unterhalb des Schlitzes 1510, ein weiterer Schlitz 1512 in der Platine 1400 erstreckt, der zumindest in Teilen im Bereich des Leistungsbegrenzers 212 befindet. In dem gezeigten Ausführungsbeispiel geht dieser Schlitz 1512 vom Rand der Platine 1400 aus und bricht den Rand. In dem gezeigten Ausführungsbeispiel erstreckt sich der Schlitz 1512 (in etwa) im Bereich des Eingangsfilter 110 in dem auch der Anschluss der Gleichspannungsquelle 110 liegt. Der Schlitz 1512 ist wenigstens in Teilen in Längsrichtung der Platine 1400 ausgebildet. Keine Bauteile der Ansteuerschaltung 120 sind im Bereich zwischen dem Schlitz 1510 und dem Schlitz 1512 vorgesehen bzw. auf der Platine 1400 befestigt. Wie in der Figur 17 durch den Pfeil 1722 angedeutet, verlängert sich aufgrund des Schlitzes 1512 der Kriechstrompfad zwischen dem Ausgangsbereich 1520 der Kaskade 254 und dem Anschluss der Gleichspannungsquelle 110 auf der Platine 1400 (im Bereich des Eingangsfilters 1100), so dass auch die externe Gleichspannungsquelle 110, die mit der Platine 1400 bzw. Ansteuerschaltung 120 verbunden ist, besser vor Kriechströmen geschützt werden kann.

Wie eingangs erwähnt, ist ein weiterer Aspekt der Erfindung die Verwendung der erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung in Luftbehandlungsvorrichtung, insbesondere einem Raumluftreiniger mit einem Elektroabscheider, wie er beispielsweise aus der PCT-Anmeldung WO 2021/224017 Ai und die Offenbarung der Patentanmeldung DE 10 2021 128345.0. Figur 18 zeigt eine beispielhafte Ausführung eines in einer schematischen Schnittansicht dargestellten Ausschnitts eines erfindungsgemäßen Raumluftreinigers 1, der eine Ansteuerschaltung 120 gemäß einer Ausführungsform der Erfindung enthält. Die Ansteuerschaltung 120 kann dabei Teil einer Steuereinheit des Raumluftreinigers 1 sein, die den Raumluftreiniger 1 steuert und/oder betreibt. Die Ansteuerschaltung 120 kann dabei auf einer eigenen Platine 1400 realisiert sein. Alternative kann die Ansteuerschaltung 120 auch Teil einer Platine sein, die weitere Steuerfunktionen des Raumluftreinigers 1 realisiert.

Der Raumluftreiniger 1 ist rotationsförmig ausgebildet und umfasst die folgenden Hauptkomponenten: Ein Ansteuerschaltung 120 gemäß einer der zuvor beschriebenen Ausführungsformen der Erfindung, einen Elektroabscheider 3 zum Abscheiden von flüssigen und/oder festen Partikeln aus der zu behandelnden Luft mit einer rotationsförmigen Gegenelektrode 5 (die der Gegenelektrode 140 in den zuvor beschriebenen Ausführungsformen der Erfindung entspricht) und einer Emissionselektrode 7, die in der beispielhaften Ausführung als ein Array an Emissionselektrodennadeln 9 (die den Emissionselektroden 130 in den zuvor beschriebenen Ausführungsformen der Erfindung entsprechen) ausgebildet ist, das oberhalb der rotationsförmigen Gegenelektrode 5 angeordnet ist. Die Ansteuerschaltung 120 stellt dem Elektroabscheider eine Gleichspannung V _Piasm im Hochspannungsbereich bereit, die an der Gegenelektrode 5 und der Emissionselektrode 7, insbesondere, dem Array an Emissionselektrodennadeln 9, im Betrieb des Raumluftreinigers 1 angelegt und geregelt wird.

Die Hauptkomponenten des Raumluftreiniger 1 können ferner umfassen: einen Flüssigkeitsspeicher 11; eine mit dem Flüssigkeitsspeicher 11 verbundene Flüssigkeitsförderung 13 zum Benetzen der Gegenelektrode 5 mit Flüssigkeit aus dem Flüssigkeitsspeicher 11; eine rotationsförmige Luftführung 15 zum Zuführen der zu behandelnden Luft zu dem Elektroabscheider 3 und zum Weiterführen der von dem Elektroabscheider 3 gereinigten Luft zu einem stromabwärts des Elektroabscheiders 3 im Rotationszentrum des Luftreinigers 1 bzw. der Luftführung 15 angeordneten Umlenkkörper 17, der die gereinigte Luft entgegen der Gravitationsrichtung, also nach oben, umlenkt, um die gereinigte Luft über einen Strömungsauslass 26 wieder in die Umgebung abzuführen; und einen Ventilator 27 zum Erzeugen der Luftströmung durch den Raumluftreiniger 1. Der Ventilator 27 kann von einer Steuereinheit des Raumluftreinigers 1 gesteuert werden.

Bei der Ausführung in Figur 1 ist der Flüssigkeitsspeicher 11 unterhalb der anderen Komponenten des Raumluftreinigers 1 angeordnet. Darüber sind von unten nach oben die Flüssigkeitsförderung 13, die Gegenelektrode 5, der Umlenkkörper 17, die Emissionselektrode 7 und der Ventilator 27 angeordnet. Die Komponenten sind in einem Gehäuse 67 aus mehreren Teilen untergebracht. Die Außenseite des Luftreinigers 1 ist durch ein zylindrisches Gehäuseteil 69 und die Oberseite durch ein scheibenförmiges Gehäuseteil gebildet. Das Gehäuseteil 69 und das weitere Gehäuseteil können auch einstückig ausgebildet sein.

Innerhalb des Gehäuses 3 sind sämtliche Komponenten des erfindungsgemäßen Raumluftreinigers 1 aufgenommen beziehungsweise untergebracht. Das Gehäuse 3 kann ferner einen Anschluss für eine externe Gleichspannungsquelle 110 aufweisen, die mittels des Anschlusses (z.B. ein Steckverbinder) mit der Ansteuerschaltung 120 des Raumluftreinigers 1 verbunden werden kann. Vom Grundsatz her wird die zu behandelnde Luft, die im Allgemeinen mit der Bezugsziffer 17 versehen ist und welche flüssige und/oder feste Partikel enthält, seitlich über einen Lufteinlass 19 in das Innere des Gehäuses 67 eingeführt und dem Elektroabscheider 5 zugeführt. Nach dem Elektroabscheideprozess werden die abgeschiedenen flüssigen und/oder festen Partikel, die im Allgemeinen mit der Bezugsziffer 20 gekennzeichnet sind, in einen ebenfalls innerhalb des Gehäuses 67 angeordneten Auffangbehälter 21 abtransportiert, während die bereinigte Frischluft, welche mit dem Bezugszeichen 22 versehen ist, insbesondere mittels des Umlenkkörpers 17 umgelenkt. Die Luft kann ein Luftnachbehandlungssystem durchlaufen, das beispielsweise einen Ozonfilter umfassen kann, und schließlich verlässt die bereinigte und ggf. im Ozongehalt abgesenkte Reinluft, welche mit dem Bezugszeichen 24 versehen ist, über den Luftauslass 26, der beispielsweise gitterförmige oder lamellenförmige Austrittsöffnungen 29 aufweisen kann, das Gehäuse 67 beziehungsweise den Raumluftreiniger 1 in Richtung der Umgebung.

Die Flüssigkeit zur Benetzung der Gegenelektrode 5 wird grundsätzlich mithilfe einer nicht dargestellten Pumpe über eine mit dem Flüssigkeitsspeicher 11 verbundene Leitung 23 aus dem Flüssigkeitsspeicher 11 an eine Oberseite 25 der Gegenelektrode 5 gepumpt. Der Flüssigkeitsspeicher 11 und der Auffangbehälter 21 können dasselbe Bauteil sein oder verschiedene Flüssigkeitsbecken umfassen.

Der Betrieb des erfindungsgemäßen Raumluftreinigers 1 wird anhand von Figur 19 im Detail beschrieben und erfolgt in Bezug auf die zu reinigende Luftströmung 17 wie folgt.Über die Luftzuführung 15 gelangt die zu behandelnde Luft 17 zu einer Luftführungsstruktur 31 und schließlich in das Innere des Raumluftreinigers 1. Die Einströmrichtung E ist in Figur 19 mittels eines eingangsseitigen Pfeils angedeutet. Es sei jedoch klar, dass nicht jedes Luftpartikel parallel zur Einströmrichtung E in den Raumluftreiniger 1 eintritt, sondern durchaus etwas schräg in Bezug auf die Einströmrichtung E den Lufteinritt 19 erreichen kann. Die Luftzuführung 15 ist in der beispielhaften Ausführung, wie auch der Raumluftreiniger im Gesamten, rotationsförmig ausgebildet, sodass sich eine umfängliche Lufteinströmung ergibt und die Luftzuführung 15 im Wesentlichen eine Ringform mit über den Umfang verteilt gleichem Querschnitt besitzt.

Die Luftzuführung 15 definiert eine Luftführungsstruktur 31, die einen gekrümmten Durchgangskanal für die zu behandelnde Luft in das Innere des Raumluftreinigers 1 begrenzt. Der Luftzuführungskanal umfasst eine stromaufwärtige Kanalwand 43, an der die einströmende Luft eine erste Umlenkung um wenigstens 30° in Bezug auf die Einströmrichtung E erfährt. Wie in Figur 19 zu sehen ist, ist die stromaufwärtige Kanalwand 43 konkav in Bezug auf die Einströmrichtung E geformt, sodass die einströmende Luft möglichst druckverlustfrei die Kanalwand 43 anströmen und daran geführt weiterströmen kann in Richtung Inneres des Raumluftreinigers 1. Der Luftzuführungskanal umfasst ferner eine der stromaufwärtigen Kanalwand 43 gegenüberliegende stromabwärtige Kanalwand 45, die ebenfalls derart geformt ist, dass die von der stromaufwärtigen Kanalwand 43 in eine Zwischenströmungsrichtung Z umgelenkte Luftströmung möglichst druckverlustfrei die Kanalwand 45 anströmen und daran geführt in Richtung Inneres des Raumluftreinigers 1 entlang einer Ausströmrichtung A weiterströmen kann. Wie in Figur 19 zu sehen ist, ist auch die Kanalwand 45 konkav in Bezug auf die Zwischenströmungsrichtung Z ausgebildet und geformt. An der stromabwärtigen Kanalwand 45 erfährt die Luftströmung eine weitere Umlenkung um wenigstens 30° gegenüber der Zwischenströmungsrichtung Z und wird schließlich in Richtung des zwischen Emissionselektrodennadeln 9 und Gegenelektrode 5 ausgebildeten Abscheideraums abgegeben.

Sowohl die stromabwärtige Kanalwand 45 als auch die stromaufwärtige Kanalwand 43 umfassen jeweils eine konvex gekrümmte Strömungsabrisskante 47,49, an denen die Luftströmung die Kanalwände 43,45 als freier Strahl in das Innere des Raumluftreinigers verlässt, d.h. ohne weitere strukturelle Führung und/oder Stützung im Verlauf der Strömung. Durch die konvexe Krümmung der Strömungsabrisskanten 49,47 gehen auch im Bereich des Strömungsaustritts 6 möglichst geringe Strömungsverluste/Druckverluste einher. Im gesamten Verlauf des Luftzuführungskanals kann sich eine laminare Strömung ausbilden, die sich turbulenzfrei und/oder druckverlustfrei ausbreiten kann.

Die Luftzuführung 15 im Bereich des Strömungsaustritts 6 eine Strömungsaustrittsfläche. Diese Strömungsaustrittsfläche ist kleiner als eine durch die Gegenelektrode 5 und die Emissionselektrode 7 begrenzte Abscheideraumquerschnittsfläche, welcher die Höhe bzw. den Abstand zwischen Emissionselektrodennadeln 9 und Gegenelektrode 5 darstellt, angedeutet ist.

An der Strömungsabrisskante 47, 49, an der die Luft in Richtung des Elektroabscheiders insbesondere in einem freien Strahl, abgegeben wird, ist eine gedachte Verlängerung T der Luftführungsleitfläche über die Strömungsabrisskante hinaus eingezeichnet, die die Emissionselektrodennadeln 9 nicht kreuzt, aber in Richtung der Gegenelektrode 5 orientiert ist und diese kreuzt. Die Strömungsabrisskante 47,49 hat einen diffusor- und/oder spoilerartigen Effekt auf die Luftströmung und bewirkt eine gezielte Einführung der Luftströmung in den Abscheideraum zwischen Emissionselektrodennadeln 9 und Gegenelektrode 5, denn die erfindungsgemäße Orientierung der Luftführungsleitfläche kann zuverlässig sichergestellt werden, dass die zu behandelnde und zu reinigende Luft größtenteils, insbesondere ausschließlich, in die einen sogenannten Plasmakegel 39 bildende Elektrodenwolke unterhalb der Emissionselektrodennadeln 9 gelangt.

Die Gegenelektrode 5 ist, wie bereits oben beschrieben wurde, mit einer Flüssigkeit benetzt, um die aus der Luft abgeschiedenen Partikel aufzufangen und abzutransportieren. Der Abtransport der Partikel ist mittels des Pfeils 20 angedeutet. Die Flüssigkeit rinnt insbesondere gleichmäßig und/ oder als beruhigter Flüssigkeitsfilm an der Oberfläche 25 der Gegenelektrode 5, die gemäß der bevorzugten Ausführung eine Trichterform aufweist, in dessen Rotationszentrum und wird schließlich im Auffangbehälter 21 gesammelt. Die zu behandelnde Luft strömt demnach nach Verlassen der Luftführungsstruktur 31 am Strömungsauslass 6 hindernisfrei zunächst durch den Elektroabscheider 3 und schließlich durch den Kondensator 33, dessen Funktionsweise und dessen Aufbau im Folgenden erläutert werden.

Die Emissionselektrode 7 umfasst ein Array an Emissionselektrodennadeln 9, die an einer dem Abscheideraum zwischen Emissionselektrodenadeln 9 und Gegenelektrode 5 abgewandten Rückseite einer den Luftströmungspfad begrenzenden Luftführungswand 35 abgebracht sind. Die Ansteuerschaltung 120 ist mit der Emissionselektrode 7 und der Gegenelektrode 5 leitend verbunden, um eine Hochspannung die an die Emissionselektrode 7 und die Gegenelektrode 5 anzulegen. Die Gegenelektrode 5 ist dabei mit dem Referenzpotential GND der Ansteuerschaltung 120 verbunden. Wie oben ausgeführt, kann die Ansteuerschaltung 120 den von der Emissionselektrode 7 über der Gleichstromplasma zur Gegenelektrode 5 fließenden Plasmastrom regeln, so dass sich der gewünschte Plasmastrom einstellt. Die Luftführungswand 35 ist im Wesentlichen parallel zur Gegenelektrodenkontur ausgebildet und erstreckt sich rotationsförmig von radial außen nach radial innen in Richtung des zentralen Umlenkkörpers 17. Die Luftführungswand 35 ist elektrisch leitfähig und weist stromabwärts des Elektroabscheiders 3, insbesondere der Emissionselektronenadeln 9, einen eine Kondensatorplatte 37 bildenden Abschnitt auf, der an die Ansteuerschaltung 120 angeschlossen ist, und zusammen mit der Gegenelektrode ein elektrisches Hochspannungsfeld F aufbaut (Figur 19).

Im Bereich des Elektroabscheiders 3 erzeugen die Emissionselektrodennadeln dichte Elektronenwolken in Form sogenannter Plasmakegel 39, in denen die in der Luft vorhandenen Partikel elektrisch aufgeladen werden, um die geladenen Partikel 41 aus der Luft zu separieren. Die Abscheidung erfolgt dadurch, dass die geladenen Partikel von der auf Masse liegenden Gegenelektrode 5 entsprechend der technischen Stromrichtung TR angezogen werden. Dadurch, dass erfindungsgemäß herausgefunden wurde, dass die in Strömungsrichtung betrachtete Länge des Elektroabscheiders 3 nicht ausreicht, um zuverlässig und effektiv genug Partikel aus der zu wandelnden Luft abzuscheiden, wird die stromabwärtige Kondensatorplattenanordnung 37 und das darin vorhandene aufgebaute elektrische Hochspannungsfeld F genutzt, um einem negativ geladenen Partikel 41 eine Anziehungskraft Fc aufzuerlegen, die bewirkt, dass der elektrisch geladene Partikel 41 in Richtung der Gegenelektrode 5 umgelenkt bzw. abgelenkt wird und schließlich dort von der Flüssigkeitsbenetzung mitgerissen und in den Auffangbehälter 21 abtransportiert wird. Die bereinigte Luft 22 wird über den Umlenkkörper 17 nach vertikal oben hin abgelenkt und schließlich der Umgebung (Bezugszeichen 24) zugeführt.

Die in der vorstehenden Beschreibung, den Figuren und den Ansprüchen offenbarten Merkmale können sowohl einzeln als auch in beliebiger Kombination für die Realisierung der Erfindung in den verschiedenen Ausgestaltungen von Bedeutung sein.