Beschreibung Schaltung und Verfahren zum Betreiben derselben Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung beziehen sich auf eine (elektrische) Schaltung mit einer Stromrichterschaltung sowie auf ein entsprechendes Betriebsverfahren. Entsprechend unterschiedlichen Aspekten der Erfindung gibt es Schaltungen ausgelegt für unterschiedliche Anwendungen (beispielsweise TN-C-S System, TN-S System oder TT System). Weitere Ausführungsbeispiele beziehen sich auf ein computerimplementiertes Verfahren. Bevorzugte Ausführungsbeispiele beziehen sich auf ein Verfahren zur Reduktion von Ableitströmen für nicht isolierende Gleichrichter. Beim Betrieb von nicht isolierenden Gleichrichtern (AC-DC-Wandlung, unidirektional oder bidirektional) entstehen durch die Common-Mode-Spannung des Gleichrichters Ableitströme in den Y-Kondensatoren des Gleichrichters und der angeschlossenen DC- Quelle bzw. -Senke. Fig. 1 zeigt ein vereinfachtes Common-Mode-Ersatzschaltbild eines typischen Gleichrichters 100 und dessen EMV-Filter 102. Hochfrequente Anteile der Common-Mode- Spannung können durch die Common-Mode-Induktivitäten L _CM des Filters 102 reduziert werden. Für niederfrequente Anteile, z. B. 50 Hz, wären praktisch nicht realisierbare Induktivitätswerte für L _CM notwendig, um die auftretenden Arbeitsströme durch C _CM (galvanische Kopplung zum Neutralleiter) unter den Grenzwert zu reduzieren (vgl. [1]). In der Publikation [1] wird beschrieben, dass es mit der verwendeten B6-Topologie und dem EMV-Filter nicht möglich ist, die Ableitströme unter den Grenzwert zu reduzieren. In einer späteren Publikation [2] wird beschrieben, dass das Problem der Ableitströme für die dreiphasige Topologie durch einen Zwischenkreis-Symmetrieregler für die Kondensatoren verringert werden kann. Im einphasigen Betrieb tritt bei der üblichen H4-Brückentopologie eine hohe niederfrequente Common-Mode-Spannung auf und damit Ableitströme, welche wie beschrieben, nicht sinnvoll mit Common-Mode-Filterdrosseln reduziert werden können. In der Publikation [3] wurde die in Fig. 2 dargestellte Schaltungstopologie vorgestellt, bei der der Neutralleiteranschluss 108 (Bereich V2-PFC) mit dem Zwischenkreismittelpunkt Final FH221002PDE-2022297546 110 (Bereich V2-PFC) verbunden wird. Die zusätzliche Zwischenkreissymmetrierung 112 (Bereich BC) hält im Betrieb die Spannungen ^^^^ _^^^^1 und ^^^^ _^^^^2 symmetrisch ( ^^^^ _^^^^1 = ^^^^ _^^^^2 ). Dies ist notwendig, da der Phasenstrom i ₁ im einphasigen Betrieb sonst für eine periodische Schwankung der Spannungen ^^^^ _^^^^1 und ^^^^ _^^^^2 sorgen würde. Das aktive Filter 114 (Ripple Port RP) sorgt für einen Ausgleich der mit 100 Hz pulsierenden Leistungsaufnahme aus dem Stromnetz, indem durch eine gegenphasige Ansteuerung die Summenleistung konstant wird. Dadurch kann die Gesamtspannung ^^^^ _^^^^1 + ^^^^ _^^^^2 konstant gehalten werden. Da somit die Spannung an ^^^^ _^^^^2 in der Theorie konstant gehalten wird, kann der niederfrequente Ableitstrom durch C _CM stark reduziert werden. Eine große Herausforderung stellt dabei die genaue Regelung der Leistung des aktiven Filters 114 (Bereich RP) dar. Diese kann nur mit einer begrenzten Dynamik erfolgen. Weiterhin können Verlagerungsspannungen und Potentialdifferenzen zwischen Betriebs- und Anlagenerder nicht kompensiert werden. Im Bereich der Modulationsverfahren gibt es in der Literatur eine Vielzahl von Ansätzen zur Reduktion der Ableitströme. In der Veröffentlichung [4] wird ein Ansatz beschrieben, der die Ableitströme beim Antrieb eines Motors reduzieren soll. In diesem Ansatz wird wie bei dem in Kapitel 3 beschriebenen Lösungsweg die Impedanz der Filterelemente berücksichtigt. Es ist jedoch ein viertes Leg/Halbbrücke für die Ansteuerung notwendig. Eine schwankende Zwischenkreisspannung wird nicht berücksichtigt. Deshalb besteht der Bedarf nach einem verbesserten Ansatz. Aufgabe der vorliegenden Erfindung liegt darin, ein Konzept zu schaffen, das Common- Mode-Spannungen und -Ströme über einen breiten Frequenzbereich minimiert. Die Aufgabe wird durch den Gegenstand der unabhängigen Patentansprüche gelöst. Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung schaffen eine Schaltung mit einer Stromrichterschaltung und einer entsprechenden Steuerung. Die Stromrichterschaltung weist einen Gleichspannungsanschluss mit zwei Potenzialabgriffen und ein oder mehreren Phasenanschlüssen auf. Die Steuerung ist ausgebildet, schaltbare Elemente der Stromrichterschaltung, wie z. B. Transistoren einer H4- oder B6-Brücke bzw. allgemein Transistoren der Stromrichterschaltung, anzusteuern, nämlich derart, eine Spannung an FH221002PDE-2022297546 einem der zwei Potenzialabgriffe und/oder an einem oder mehreren Phasenanschlüssen basierend auf einer Common-Mode-Spannung zu modulieren. Die Common-Mode- Spannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} wird unter anderen durch die folgenden Faktoren beeinflusst: - Schwankung der Gesamt-Zwischenkreisspannung - Spannungsabfall an Filter- und Netzimpedanz - Verlagerungsspannung - Potentialdifferenz zwischen Betriebs- und Anlagenerder - Schwankungen der Zwischenkreisspannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^} , besonders wichtig im einphasigen Betrieb - unsymmetrische Ströme im dreiphasigen Betrieb z.B. Oberschwingungen oder Schieflast Ausführungsbeispiele der Erfindung zeigen vier Methoden zur Ermittlung der Common Mode Spannung V _CM für die Modulation der Stromrichterschaltung, welche die (o.g.) Einflussfaktoren auf die Common Mode Spannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} teilweise oder vollständig berücksichtigen. Basierend auf der Berechnung der Common Mode Spannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} mittels dieser Methoden ist die berechnete Common Mode Spannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} kompensierbar, indem die Spannung an einem der zwei Potenzialabgriffe und/oder an einem oder mehreren Phasenanschlüssen unter Berücksichtigung der berechneten Common Mode Spannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} moduliert wird. Die Methoden zur Berechnung der Common Mode Spannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} und damit auch zur Kompensation derselben können separat oder in Kombination verwendet werden. Nachfolgend werden einzelnen Berechnungsmetoden sowie bevorzugte Kombination erläutert. Eine schwankende Gesamt-Zwischenkreisspannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^} führt im Betrieb zu einer schwankenden Common Mode Spannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} . Dieser Einfluss kann entsprechend einer ersten Methode auf Basis der Formel berechnet werden. ^^^^ _{^^^^ ^^^^} ist der Messwert der Spannung zwischen zwei Potenzialabgriffen _{des Gleichspannungsanschlusses. Die Spannung ist der Mittelwert der gemessenen} Spannung oder z.B. der Sollwert einer geregelten Zwischenkreisspannung. FH221002PDE-2022297546 Entsprechend einer zweiten Methode wird die Common-Mode-Spannung auf Basis folgender Formel berechnet. Entsprechend einer dritten Methode wird die Common-Mode-Spannung ^^^^ _^ ^∗ ^ _{^^ ^^^^} auf Basis folgender Formel berechnet: Entsprechend einer vierten Methode kann alternativ die Common-Mode-Spannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^} auf Basis der Formel berechnet werden. Die Methoden ermöglichen teilweise die Komposition von unterschiedlichen Einflussfaktoren, wie nachfolgend im Detail erläutert werden wird. Bevorzugte, beispielhafte Kombinationen sind Methoden 1+2 und 1+4, da (erstens) alle wesentlichen Einflussgrößen (inkl. Filtereinflüsse) kompensiert werden können und (zweitens) eine gute Dynamik erzielt wird. Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass durch ein geschicktes Steuerverfahren (für die Stromrichterschaltung, wie z. B. einen nicht isolierten Gleichrichter oder Wechselspannungs-Gleichspannungswandler) die Ableitströme eines auf der Gleichspannungsseite angeschlossenen Kondensators C _CM bzw. allgemein einer auf Gleichspannungsseite vorhandenen oder gebildeten Kapazität reduziert werden können. Durch die Wahl der Hälfte der durchschnittlichen Schwankung als Modulationsgröße wird so die Common-Mode-Spannung gegenüber Erdpotenzial moduliert, so dass diese Spannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} an der Kapazität C _CM konstant gehalten wird und Ableitströme über den Kondensator C _CM vermieden werden. Das ermöglicht vorteilhafterweise, dass durch das Steuerverfahren die Common-Mode-Modulation beispielsweise der B6-Brücke im dreiphasigen Betrieb bzw. einer H4-Brücke im einphasigen Betrieb die Schwankung der Spannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} stark reduziert und damit auch Ableitströme durch C _CM ebenso reduziert werden. Es sei angemerkt, dass ^^^^ _{^^^^ ^^^^} die FH221002PDE-2022297546 Modulationsspannung dargestellt, mit welcher die Halbleiter angesteuert werden. ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} ist die tatsächliche Spannung am Kondensator C _CM . Die beiden Spannungen sind zwar gegenseitig abhängig, aber unterschiedlich, wie Fig.9a bis 9d zeigen. Nachfolgende Tabelle zeigt eine Übersicht über die Berechnungsmethoden der Common- Mode-Spannung, die dann entsprechend Ausführungsbeispielen zur Modulation verwendet wird. Die Tabelle zur Berechnungsmethoden der Common Mode Spannung ordnet auch die unterschiedlichen zu kompensierenden Größen den einzelnen Berechnungsmethoden zu. Die Berechnungsmethoden können auch in Kombination verwendet werden. Kombination 1+4 wird exemplarisch unten erläutert. FH221002PDE-2022297546 Entsprechend Ausführungsbeispiel kann ^^^^ _{^^^^ ^^^^} gemessen werden. Entsprechend weiteren Ausführungsbeispielen kann ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} (für niederfrequente Anteile gilt: ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} = ^^^^ _{^^^^ ^^^^− ^^^^ ^^^^} ) gemessen werden. Alternativ wäre es auch denkbar, dass ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} auf Basis der gemessenen Spannung von ^^^^ _{^^^^ ^^^^} und ^^^^ _^^^^2 ermittelt wird. Bei ein oder mehreren der diskutierten Methoden wäre es denkbar, dass Phasenstrommessung ^^^^ ⁽ ^^^^ ⁾ des Netzstroms oder der Induktivitäten L _D1 als Input erfolgt. Für die Messungen weist die Schaltung entsprechend Ausführungsbeispielen eine Messeinheit auf, die ausgebildet ist, die entsprechende Spannung (siehe Tabelle bzw. Phase) zu bestimmen bzw. zu messen und der Berechnungseinheit als Eingangsgröße zu übergeben. An dieser Stelle sei angemerkt, dass das oben beschriebene Konzept für unterschiedliche Netzformen, wie TN-C-S oder TN-S ausgelegt ist. Auch kann in unterschiedlichen Modi das Konzept zur Common-Mode-Spannungsunterdrückung verwendet werden. Entsprechend einem Ausführungsbeispiel liegen die Ströme in den ein oder mehreren Phasen symmetrisch vor. Ein Beispiel ist hierfür der dreiphasige Betrieb der Stromrichterschaltung. Entsprechend weiteren Ausführungsbeispielen können die Ströme in den ein oder mehreren Phasen auch unsymmetrisch vorliegen. Ein Beispiel hierfür wäre der einphasige Betrieb der Stromrichterschaltung. Je nach aktuellem Betriebsmodus kann die Berechnungsmethode von ^^^^ _{^^^^ ^^^^} variieren. Im symmetrischen, beispielsweise dreiphasigen Fall, wird eine der oben erläuterten Berechnungen für ^^^^ _{^^^^ ^^^^} , z.B. nach Methode 1 verwendet. FH221002PDE-2022297546 Für einen unsymmetrischen Fall, wie z. B. bei Schieflast muss zusätzlich zur Schwankung der Zwischenkreisspannung die Common Mode Spannung der Filterelemente L _D1 , L _D2 und der Netzimpedanz kompensiert werden, dafür kann folgende Formel verwendet werden (Kombination des Berechnungsverfahrens 1 und 4 aus Tabelle 1): � ^ _^^^ ^{^^�^^ ^�^^�^ ^�^^^ − ^^^^ ^^^^} ^ _{^^^ ^^^^, ^^^^6 =} ^{^^^^} 2 _{+ ^^^^ ^^^^ ^^^^1 ^^^^ ^^^^ + ^^^^ ^^^^ ^^^^2 ^^^^ ^^^^ + ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^} mit An dieser Stelle sei angemerkt, dass entsprechend Ausführungsbeispielen die Modulationsspannung an den Phasenanschlüssen aus der Netzspannung bzw. Netzspannungsmessung ^^^^ _^^^^1 , ^^^^ _^^^^2 , ^^^^ _^^^^3 und der Common-Mode-Spannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^, ^^^^6} wie folgt berechnet wird: ^^^^ _{^^^^6, ^^^^1} = ^^^^ _^^^^1 + ^^^^ _{^^^^ ^^^^, ^^^^6} ^^^^ _{^^^^6, ^^^^2} = ^^^^ _^^^^2 + ^^^^ _{^^^^ ^^^^, ^^^^6} ^^^^ _{^^^^6, ^^^^3} = ^^^^ _^^^^3 + ^^^^ _{^^^^ ^^^^, ^^^^6} bzw. allgemein (für drei Phasen) ^^^^ _^^^^6 = ^^^^ _{^^^^ ^^^^} + ^^^^ _{^^^^ ^^^^, ^^^^6 bzw. allgemein} FH221002PDE-2022297546 ^^^^ _^^^^ = ^^^^ _{^^^^ ^^^^} + ^^^^ _{^^^^ ^^^^} Dieser Zusammenhang der Modulationsspannung und der Common-Mode-Spannung ist dahingehend anzuwenden, dass die einzelnen Berechnungsverfahren, z.B.1 + 4 oder 1 + 2/3 mit diesen Formeln berechnet werden können. Die genaue Anwendung wird in der Figurenbeschreibung erläutert. Das gilt für den symmetrischen, aber auch den unsymmetrischen Fall. Entsprechend einer weiteren Variante ist die Stromrichterschaltung für den einphasigen Betrieb bzw. nur für den einphasigen Betrieb ausgelegt. In diesem Fall kann die Common- Mode-Spannung wie folgt berechnet werden (Kombination des Berechnungsverfahrens 1 und 4 aus Tabelle 1): � ^ _{^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^4 =} ^{^^�^^ ^�^^�^ ^�^^^ − ^^^^ ^^^^ ^^^^} 2 _{+ ^^^^ ^^^^ ^^^^1 ^^^^ ^^^^ + ^^^^ ^^^^ ^^^^2 ^^^^ ^^^^ + ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^} mit An dieser Stelle sei angemerkt, dass die Modulationsspannung ^^^^ _{^^^^4, ^^^^1} und ^^^^ _{^^^^4, ^^^^} aus der Netzspannung bzw. Netzspannungsmessung ^^^^ _^^^^1 und der Common-Mode-Spannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^, ^^^^4} durch die Formeln: ^^^^ _{^^^^4, ^^^^1} = ^^^^ _^^^^1 + ^^^^ _{^^^^ ^^^^, ^^^^4} ^^^^ _{^^^^4, ^^^^} = ^^^^ _{^^^^ ^^^^, ^^^^4} FH221002PDE-2022297546 für den einphasigen Fall definiert ist. Bezüglich der obigen Formeln sei angemerkt, dass L jeweils die Induktivität, R jeweils den Widerstand und i jeweils den zugehörigen Strom und v die zugehörige Spannung definiert. Über den Index wird die Position in der Schaltung markiert, wobei 1 die Induktivitäten bzw. Widerstände zwischen Mittelabgriff der Stromrichterschaltung und einem optionalen Filter, 2 die Induktivitäten bzw. Widerstände zwischen dem optionalen Filter und dem Phasenanschluss und G die Induktivitäten bzw. Widerstände auf Netzseite darstellt. Bezugnehmend auf die Indizes sei angemerkt, dass die Indizes zu 1 und 2 gemeinsam einen LCL-Filter/Sinusfilter schaffen. Das Konzept kann auch auf andere Filterstrukturen angewendet werden. Entsprechend Ausführungsbeispielen kann also eine Kapazität (eine Kapazität je Phasenanschluss) bzw. allgemein eine Kapazitätsanordnung an den Phasenanschlüssen vorgesehen sein. Entsprechend weiteren Ausführungsbeispielen kann auf Gleichspannungsseite ein Zwischenkreis oder ein geteilter Zwischenkreis vorgesehen sein. Der Zwischenkreis bzw. der geteilte Zwischenkreis ist beispielsweise zwischen zwei Potenzialabgriffen des Gleichspannungsanschlusses angeordnet. Entsprechend Ausführungsbeispielen kann ein Mittelpunkt des Zwischenkreises bzw. des symmetrischen Zwischenkreises über eine Kapazität mit einer Phase oder über eine Kapazitätsanordnung mit mehreren Phasen verbunden sein. Wie eingangs bereits erwähnt, kann die Schaltung als Teil eines Gleichrichters oder eines nicht isolierten Gleichrichters bzw. eines Batterieladegeräts verwendet werden. Entsprechend einem Ausführungsbeispiel ist der Gleichrichter, wie z.B. ein nicht isolierter Gleichrichter oder ein Gleichrichter eines Batterieladegeräts zum Betrieb an einem TN-C, TN-C-S oder TN-S Netz angeschlossen. Ein weiteres Ausführungsbeispiel schafft ein entsprechendes Verfahren mit dem Schritt des Modulierens einer Spannung an einem der zwei Potenzialabgriffe und/oder an einem der Phasenanschlüsse basierend auf einer Common-Mode-Spannung, wobei die Common- Mode-Spannung V _CM auf Basis der Formel ^ _{^^^ =} ^{� ^^�^^ ^�^^�^ ^�^^^ − ^^^^ ^^^^ ^^^^} ^ _{^^^ ^^^^ 2} FH221002PDE-2022297546 berechnet wird oder wobei die Common-Mode-Spannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^} auf Basis einer Formel, die den Term ^{^�^�^^� ^^�^^� ^^�^^− ^^^^ ^^^^ ^^^^} 2 enthält, berechnet wird, wobei ^^^^ _{^^^^ ^^^^} die Spannung zwischen zwei Potenzialabgriffen (20a, 20b) des Gleichspannungsanschlusses darstellt; und/oder wobei die Common-Mode-Spannung auf Basis der Formel berechnet wird, wobei ^^^^ _{^^^^ ^^^^} die Spannung zwischen zwei Potenzialabgriffen (20a, 20b) des Gleichspannungsanschlusses darstellt; und/oder wobei die Common-Mode-Spannung auf Basis der Formel berechnet wird, wobei ^^^^ _{^^^^ ^^^^} die Spannung zwischen zwei Potenzialabgriffen (20a, 20b) des Gleichspannungsanschlusses darstellt; und/oder wobei die Common-Mode-Spannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^} auf Basis der Formel berechnet wird. Entsprechend Ausführungsbeispielen kann das Verfahren computerimplementiert sein. Alle oben erläuterten Ausführungsbeispiele sind für die Common-Mode-Kompensation in TN-C, TN-S oder TN-C-S Systemen optimiert. Eine Common-Mode- Spannungsunterdrückung in TT Systemen kann entsprechend weiteren � ^{^^�^���} ^^^^ _{∗ = ^^^^ ^ −} ^{^ ^^^^ ^^^^} Ausführungsbeispielen durch die Variante mit der Formel _{^^^^ ^^^^ ^^^ ^^^^− ^^^^ ^^^^ 2} erreicht werden, da diese für alle Netzformen geeignet ist. Die Schaltung umfasst eine Stromrichterschaltung, die einen ersten Spannungsanschluss mit zwei Potenzialabgriffen und ein oder mehreren Phasenanschlüssen aufweist. Die Steuerung ist ausgebildet, die FH221002PDE-2022297546 schaltbaren Elemente der Stromrichterschaltung so zu steuern, dass eine Spannung an einem der zwei Potenzialabgriffe und/oder an einem der Phasenanschlüsse basierend auf einer Common-Mode-Spannung moduliert wird. Ferner umfasst die Schaltung eine Messeinheit, die ausgebildet ist, um eine Spannung zwischen einem der Potenzialabgriffe und dem lokalen Erdpotential PE (z.B. Schutzleiteranschluss des Geräts) zu bestimmen. Diese Messung kann eine auftretende Verlagerungsspannung oder Potentialdifferenz zwischen Netz- und Anlagenerder erfassen. Die Common-Mode-Spannung wird unter Verwendung der durch die Messeinheit gemessenen Spannung ermittelt. Ein weiteres Ausführungsbeispiel schafft einen Gleichrichter, nicht isolierten Gleichrichter oder ein Batterieladegerät mit einer erläuterten Schaltung. Der Gleichrichter ist bevorzugter Weise für den Betrieb an einem TT System ausgebildet, kann aber entsprechend weiteren Ausführungsbeispielen genauso an einem anderen Netzsystem, wie z. B. TN-C oder TN- C-S oder TN-S System, betrieben werden. Ein weiteres Ausführungsbeispiel schafft ein Verfahren zum Betreiben einer entsprechenden Schaltung mit dem Schritt des Modulierens einer Spannung an einem der zwei Potenzialabgriffe und/oder an einem der Phasenanschlüsse basierend auf einer Common-Mode-Spannung, wobei die Common-Mode-Spannung unter Verwendung einer durch eine Messeinheit gemessenen Spannung ermittelt wird. Insofern kann das Verfahren auch den Schritt des Messens einer Spannung zwischen einem der zwei Potenzialabgriffe und einem Schutzleiter/PE (mit der Besonderheit das dieser Schutzleiter im TT-System mit dem Anlagenerder statt mit der Erdung des Netzes/Transformators verbunden ist) aufweisen. Entsprechend weiteren Ausführungsbeispielen kann das Verfahren computerimplementiert sein. Insofern wird ein Computerprogramm zur Durchführung des Verfahrens geschaffen. Entsprechend einem weiteren Aspekt kann auch eine Spannungsmessung erfolgen, um die Common-Mode-Spannung zu bestimmen. Bevorzugter Weise wird zumindest eine Spannung auf Gleichspannungsseite in Bezug auf PE bestimmt. Ein Beispiel hierfür wäre die Spannung von einem Mittelpunkt eines Zwischenkreises, der zwischen den Potenzialabgriffen angeordnet ist in Bezug auf PE. Dies kann beispielsweise durch eine Messung des Mittelpunkts des Zwischenkreises in Bezug auf einen der Potenzialabgriffe bestimmt werden. Hierbei kann auch eine zusätzliche Spannungsmessung zwischen einer Phase auf Wechselspannungsseite und dem Mittelpunkt berücksichtigt werden. FH221002PDE-2022297546 Insofern schaffen weitere Ausführungsbeispiele eine Schaltung mit einer Stromrichterschaltung, die einen Gleichspannungsanschluss mit zwei Potenzialabgriffen und ein oder mehrere Phasenanschlüsse aufweist; und einer Steuerung, wobei die Steuerung ausgebildet ist schaltbare Elemente der Stromrichterschaltung so zu steuern, dass eine Spannung an einem der zwei Potenzialabgriffe und/oder an einem der Phasenanschlüsse basierend auf einer Common-Mode-Spannung moduliert wird; Messeinheit ausgebildet, um eine Spannung auf Gleichspannungsseite in Bezug auf Erde zu bestimmen; wobei die Common-Mode-Spannung unter Verwendung der durch die Messeinheit gemessenen Spannung ermittelt wird. Gemäß Ausführungsbeispielen kann die Spannung zwischen einem Mittelpunkt eines Zwischenkreises, der zwischen den zwei Potenzialabgriffen angeordnet ist, und einem der Potenzialabgriffe gemessen werden. Weiter kann z.B. die Spannung zwischen einem Mittelpunkt eines Zwischenkreises, der zwischen den zwei Potenzialabgriffen angeordnet ist, und einem der Potenzialabgriffe gemessen werden, wobei eine zusätzliche Spannung auf Wechselspannungsseite zwischen einer der Phasen und dem Mittelpunkt des Zwischenkreises gemessen wird oder wobei die zusätzliche Spannung zwischen einer der Phasen und der Erdung gemessen wird. Ein weiteres Ausführungsbeispiel bezieht sich auf einen Gleichrichter, wie z. B. einen nicht isolierten Gleichrichter oder auch speziell auf ein Batterieladegerät mit einer Schaltung gemäß einem der vorherigen Ansprüche mit einer Messeinrichtung. Bevorzugter Weise ist dieser Gleichrichter in einem TT System betreibbar. Ein weiteres Ausführungsbeispiel schafft ein Verfahren zum Betreiben dieser Schaltung. Das Verfahren umfasst den Schritt des Modulierens einer Spannung an einem der zwei Potenzialabgriffe und/oder an einem der Phasenanschlüsse basierend auf einer Common-Mode-Spannung, wobei die Common- Mode-Spannung unter Verwendung der durch die Messeinheit gemessenen Spannung auf Gleichspannungsseite in Bezug auf Erde ermittelt wird. Selbstverständlich kann dieses Verfahren auch computerimplementiert sein. Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend anhand der beiliegenden Zeichnungen erläutert. Es zeigen: FH221002PDE-2022297546 Fig.1 ein vereinfachtes Common-Mode-Ersatzschaltbild inklusive Struktur eines EMV-Filters (gemäß [1]); Fig.2 ein vereinfachtes Blockschaltbild eines V2-PFC mit zusätzlicher aktivierter Zwischenkreissymmetrierung (BC) (gemäß [3]); Fig.3 eine schematische Tabelle zur Illustration von verschiedenen Berechnungsmethoden der Common-Mode-Spannung zur Verwendung in Ausführungsbeispielen; Auflistung von Messgrößen, Dynamik und Nachteilen Fig.4a/b/c unterschiedliche Netzformen; Fig.5a/b zeigt schematische Darstellungen für den einphasigen und dreiphasigen Fall, der Common-Mode-Spannungskompensation gemäß Ausführungsbeispielen; Fig.5c ein schematisches Blockschaltbild einer elektrischen Schaltung mit Common-Mode-Spannungsreduzierung für den einphasigen Betrieb gemäß einem erweiterten Ausführungsbeispiel; Fig.6 ein schematisches Blockschaltbild einer Schaltung mit Common-Mode- Spannungsreduzierung für den dreiphasigen Betrieb gemäß einem erweiterten Ausführungsbeispiel; Fig.7a/b/c schematische Blockschaltbilder einer elektrischen Schaltung mit Common- Mode-Spannungsreduzierung mittels Spannungsmessung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel; Fig.8a/b schematische Blockschaltbilder Darstellung der Berechnung der Modulationsspannung aus der Netzspannung und der Common Mode Spannung; und Fig.9a-d Simulationsergebnisse zu Ausführungsbeispielen. FH221002PDE-2022297546 Bevor nachfolgend Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung anhand der beiliegenden Zeichnungen erläutert werden, sei darauf hingewiesen, dass gleichwirkende Elemente und Strukturen mit den gleichen Bezugszeichen versehen sind, so dass die Beschreibung derer aufeinander anwendbar bzw. austauschbar ist. Bevor nachfolgend Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung erläutert werden, wird zur Erläuterung der Problematik kurz auf unterschiedliche Netzformen, wie sie in Fig.4a, 4b und 4c sowie Fig.6 dargestellt sind, eingegangen, bevor dann im Zusammenhang mit Fig.5c ein entsprechendes Steuerungskonzept erläutert wird. Fig. 4a zeigt den Anschluss eines Verbrauchers 150 an einem TN-C-S System. Wie zu erkennen ist, umfasst das TN-C-S System auf Anlagenseite die drei Phasen L ₁ , L ₂ und L ₃ sowie den Neutralleiter und PE-Leiter. Beim Übergang in das Netz 152 wird PE und N zu einem PEN zusammengefasst. Der Sternpunkt der drei Phasen und PEN ist mit dem Betriebserder 153 verbunden. Auf Anlagenseite ist ebenfalls ein Erder 154 vorgesehen. Das in Fig. 4b dargestellte TN-S System ist dahingehend erweitert, dass der PE-Leiter direkt zu dem Stromnetz 152‘ geführt wird. Der Sternpunkt bestehend aus L ₁ , L ₂ , L ₃ , N und PE wird mit dem Betriebserder 153 verbunden. Aufseiten des Verbrauchers 150 ist kein Anlagenerder vorgesehen. Zwischen der Erde (je nachdem Anlagenerder oder Betriebserder) und einem der Potenzialabgriffe einer Stromrichterschaltung kann es zu einer Potenzialdifferenz kommen. Wenn man davon ausgeht, dass zwischen dem Potenzialabgriff auf der einen Seite und Erdung auf der anderen Seite eine wie auch immer geartete Kapazität/parasitäre Kapazität entsteht, kann aufgrund der Potenzialdifferenz bzw. insbesondere schwankende Potenzialdifferenz ein Stromfluss resultieren. Diese Ströme werden Ableitströme genannt. Der Kondensator wird in unten genannten Beispielen als C _CM bezeichnet und kann dabei sowohl auf der negativen Zwischenkreispotenzialseite DC- als auch auf der positiven Zwischenkreispotenzialseite DC+ vorliegen. Ein Beispiel dafür wäre ein nicht isoliertes Ladegerät für Elektroautos, wobei die Kapazität C _CM durch Y- Kondensatoren der Batterie oder im Fahrzeug dargestellt wird. Bei dem in Fig. 4c dargestellten TT-Netz erfolgt die Verbindung des Betriebs- und Anlagenerders über das Erdreich. Ferner können Potenzialdifferenzen zwischen Betriebserder und Anlagenerder, bedingt durch den Ausbreitungswiderstand zwischen den Erdern, entstehen. Auch kann es bei allen Netzformen zu Verlagerungsspannung infolge von Erdschlüssen oder Schieflast im Netz kommen. Das führt zu einer schwankenden FH221002PDE-2022297546 Potenzialdifferenz zwischen DC-seitigem Potenzialabgriff und PE und somit zu Ableitströmen. Ableitströme oder Schieflast weiterer Geräte im gleichen Netzabschnitt können die Potentialschwankung vergrößern. Nachfolgend wird ein Konzept erläutert, wie der Ableitstrom optimal reduziert wird. Fig. 5c zeigt eine elektrische Schaltung 10 umfassend eine Stromrichterschaltung 12 mit beispielsweise zwei Halbbrücken 12a und 12b. Die zwei Halbbrücken 12a und 12b sind zwischen den Potenzialabgriffen 20a und 20b vorgesehen. Jede Halbbrücke umfasst beispielsweise zwei schaltbare Elemente, die mit dem Bezugszeichen 14 versehen sind. Die zwei schaltbaren Elemente 14 sind in Serie geschaltet, wobei ein jeweiliger Mittelknoten 16 mit einem Phasenanschluss 18 mit den Phasen 18a und 18b verbunden ist. Über die Stromrichterschaltung 12 mit den Potenzialabgriffen 20a und 20b hinaus ist aber auch exemplarisch eine Kapazität C _CM mit der Spannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^− ^^^^ ^^^^} zur Illustration der Common-Mode-Schwankung auf Gleichtaktseite 20a + 20b sowie eine exemplarische Steuerung 25 zur Ansteuerung der schaltbaren Elemente illustriert. Nachdem nun die Struktur erläutert wurde, wird die Funktionsweise erläutert. Bei der Stromrichterschaltung 12 kann es sich beispielsweise um einen Gleichrichter handeln, der basierend auf einer an dem Spannungsanschluss 18 anliegenden Spannung, hier einem Wechselspannungsanschluss, zwischen den Gleichspannungsanschlüssen 20a und 20b bzw. allgemein den Potenzialabgriffen 20a und 20b, eine Gleichspannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^} bereitstellt. Hierzu werden die schaltbaren Elemente 14 entsprechend angesteuert und zwar durch die Steuerung 25. Die Regelgröße ist ^^^^ _{^^^^ ^^^^} d. h. also, dass durch die Steuerung 25 die konkrete Abfolge und Steuerzeiten der schaltbaren Elemente 14 so gesteuert werden, dass ein entsprechender Wert ^^^^ _{^^^^ ^^^^} erreicht wird. Entsprechend Ausführungsbeispielen kann dieser Wert ^^^^ _{^^^^ ^^^^} natürlich auch gemessen werden. Hierbei kann es dazu kommen, dass die Ausgangsspannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^} zwischen 20a und 20b eine Schwankung aufweist, welche in einem Common-Mode-Spannungsanteil ^^^^ _{^^^^ ^^^^} resultiert. Der Zwischenkreis bzw. allgemein das Spannungspotenzial von 20a und 20b kann durch eine entsprechende Modulation der Elemente 14 gegenüber dem Erdpotenzial verschoben werden (Änderung der Spannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^− ^^^^ ^^^^} ). Diese Spannungsverschiebung fällt über C _CM ab. Infolge der Schwankung kommt es zu einem entsprechenden Stromfluss durch C _CM (Ableitstrom). FH221002PDE-2022297546 Durch geschickte Modulation im Steuerungsverfahren kann die Spannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^− ^^^^ ^^^^} bzw. ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} konstant oder möglichst konstant gehalten werden, um so Ableitströme über den Kondensator C _CM zu vermeiden. Hierzu wird ein Steuerverfahren eingesetzt, entsprechend welchem die Spannung ^^^^ _^^^^4 der schaltbaren Elemente der Stromrichterschaltung (Spannung ^^^^ _^^^^4 ist als eine über eine Schaltperiode gemittelte, an den Halbleitern anliegende bzw. aus der Modulation der PWM resultierende (vgl. Fig. 5a) Spannung zu beschreiben) mit der Common-Mode-Spannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^} moduliert wird. Um die Spannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} am Kondensator C _CM konstant zu halten, wird die Spannung zwischen Potenzialabgriffen 20a und 20b und PE um eine halbe Schwankung der Zwischenkreisspannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^} (abweichend vom gewünschten Mittelwert) verschoben. Folglich wird ^^^^ _{^^^^ ^^^^} mit der Formel bestimmt. _{Die Differenz in der Formel mit z. B.} ^� _^^ ^� _{^^ ^} ^� _^^ ^� _{^ ^} ^� _{^^^ − ^^^^ ^^^^ ^^^^ stellt die Differenz zum Mittelwert der} jeweiligen Spannung dar. Die Zwischenkreisspannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^} ist deshalb prädestiniert, da _{dieser Wert in der Regel die geregelte Größe ist. Insofern kann für statt der} Mittelwertbildung aus den Messwerten auch der Sollwert aus der Regelung verwendet werden. ^^^^ _{^^^^ ^^^^} ist eingezeichnet als Spannung zwischen dem Potenzialabgriff 20a und dem Potenzialabgriff 20b. Durch das eben erläuterte Steuerverfahren kann mit der Common-Mode-Modulation der Stromrichterschaltung 12, hier eine H4-Brücke im einphasigen Betrieb oder auch bei anderen Stromrichterschaltungen, wie z. B. einer B6-Brücke im dreiphasigen Betrieb, die Schwankung der Spannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} stark reduziert und damit auch die Ableitströme durch C _CM reduziert werden, indem die aus der Schwankung der Zwischenkreisspannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^} resultierende Schwankung kompensiert wird. Durch Berücksichtigung dieser Formel bei der Modulation wird also vorteilhafterweise ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} konstant gehalten. _{An dieser Stelle sei angemerkt, dass Differenzen in den Formeln mit z. B. −} ^^^^ _{^^^^ ^^^^} typischerweise eine Differenz zum Mittelwert der jeweiligen Spannung darstellen. Da in der Regel dieser Wert eine geregelte Größe ist (z. B. die (messbare/gemessene) _{Zwischenkreisspannung ^^^^ ^^^^ ^^^^), kann statt der Mittelwertbildung aus dem Messwert} auch der Sollwert aus der Regelung verwendet werden. Insofern stellt entsprechend FH221002PDE-2022297546 _{Ausführungsbeispielen ^} ^� _^ ^� _{^^ ^} ^� _^^ ^� _{^ ^} ^� _{^^^ den Regelwert, wie z. B. den Sollwert auf DC-Seite oder den} Mittelwert auf DC-Seite, dar. Fig. 5a zeigt ein Ersatzschaltbild für den einphasigen Fall. Der einphasige Spannungsanschluss ist mit dem Bezugszeichen 18 versehen. Die Modulierte Spannung der Halbleiter wird dabei getrennt in Gegentaktanteil V _L und Gleitaktanteil (Common-Mode) ^^^^ = 2 + ^^^^ _{^^^^ ^^^^} dargestellt. Ausgehend von oben erläuterten Störeffekten, kann es zwischen einem der Gleichspannungsanschlüsse, hier DC-, der Gleichspannungsseite und PE zu einer Common-Mode-Spannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} über die Kapazität C _CM kommen, welche mittels der modulierten Spannungsquelle ^^^^ = + ^^^^ _{^^^^ ^^^^} an die Common-Mode-Spannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} an dem Kondensator C _CM kompensiert werden. In Fig.5b ist die gleiche Situation ausgehend von einer dreiphasigen Spannungsquelle 18‘ dargestellt. Die modulierte Spannung der Halbleiter wird dabei wieder getrennt in Gegentaktanteil V _L und Gleitaktanteil (Common-Mode) ^^^^ = ^{^^^^ ^^^^ ^^^^} 2 + ^^^^ _{^^^^ ^^^^} dargestellt. Auch hier können unsymmetrische Ströme i oder Netzspannungen 18‘ in den einzelnen Phasen L1, L2 und L3 zu unsymmetrischen Spannungsabfällen V _ZL an z.B. den Filterkomponenten führen, so dass auf Gleichspannungsseite ^^^^ _{^^^^ ^^^^} eine Common-Mode-Spannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} gegenüber PE abfällt. Eine Verlagerungsspannung oder Ableitströme können zu einem Spannungsabfall V _ZPE an der Impedanz zwischen lokaler Erdung und dem Betriebserder führen, welcher sich zur Common-Mode-Spannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} addiert. Diese Common-Mode- Spannungen können über die Spannungsquelle + ^^^^ _{^^^^ ^^^^} mittels Aufschaltung der Common-Mode-Spannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^} kompensiert werden. Nachfolgend wird Bezug nehmend auf Fig.6 ein erweitertes Ausführungsbeispiel erläutert. Fig. 6 zeigt eine Stromrichterschaltung 12‘ mit drei Halbbrücken 12a‘, 12b‘ und 12c‘, die jeweils zwischen zwei Potenzialabgriffen 20a und 20b angeordnet sind. Jede dieser drei Halbbrücken 12a‘, 12b‘ und 12c‘ ist über einen jeweiligen Mittelknoten 16 mit einer der Phasen verbunden. Die Phasen sind mit den Bezugszeichen 18a‘, 18b‘ und 18c‘ versehen. Darüber hinaus kann die Stromrichterschaltung auch noch einen zusätzlichen Zwischenkreis 22, hier einen symmetrischer Zwischenkreis mit zwei Zwischenkreiskapazitäten 22C1 und 22C2, aufweisen. Über einen Mittelknoten zwischen den zwei Kapazitäten 22C1 und 22C2, der mit dem Bezugszeichen 22m versehen ist, ist FH221002PDE-2022297546 entsprechend Ausführungsbeispielen eine oder alle der Phasen 18a‘, 18b‘ und 18c‘ kapazitiv angekoppelt. Hierzu ist zwischen den Phasen 18a‘, 18b‘ und 18c‘ eine Kapazitätsanordnung 24 mit drei Kapazitäten vorgesehen. Jeder der Phasenanschlüsse hat hier ein oder mehrere Induktivitäten und Widerstände L _D1 , R _D1 , L _D2 , R _D2 , L _G und R _G eingezeichnet. An dieser Stelle sei angemerkt, dass in den Abbildungen R _D1 , R _D2 nicht dargestellt ist, wobei es sich bei R _D1 , R _D2 um die Widerstände bzw. den ohmschen Anteil der jeweiligen Induktivitäten L _D1 und L _D2 handelt. Bezüglich L _G und R _G sei angemerkt, dass die Induktivität L _G bzw. der Widerstand R _G nicht eingezeichnet ist in den beigefügten Zeichnungen und nur der Vollständigkeit halber erwähnt werden. Hierbei handelt es sich um die Netzimpedanz (Netzinduktivität und Netzwiderstand) auf Seiten der Spannungsquelle V _G . Die Elemente L _D1 , L _D2 , R _D1 und R _D2 sind aufseiten der Stromrichterschaltung, d. h. also im Ladegerät (vgl. Bezugszeichen L), angeordnet, während die Elemente L _G und R _G (nicht dargestellt) aufseiten des Wechselspannungsanschlusses N angeordnet sind. Eine Trennung zwischen Ladegerätseite L und Netzseite N ist mittels einer gestrichelten Linie dargestellt. Die Induktivität L _G und der Widerstand R _G (Kennzeichnung G) liegen jeweils auf Netzseite vor. Die Induktivität L _D1 und der Widerstand R _D1 stellen die in Serie geschalteten Induktivitäten und deren ohmsche Widerstände zwischen der Kapazitätsanordnung 24 und dem jeweiligen Mittelpunkt 16 dar, während die Induktivität L _D2 und der Widerstand R ₂ zwischen der Kapazitätsanordnung 24 und dem Netzanschluss angeordnet sind. Dadurch sind die Elemente L _D1 , R _D1 , L _D2 , R _D2 , L _G und R _G in Reihe angeordnet, d. h. also in Serie verschaltet und zwar je Phasenanschluss 18a‘, 18b‘ und 18c‘. Es sei ferner darauf hingewiesen, dass die Induktivitäten und Widerstände nicht zwingend explizit vorgesehene elektrische Komponenten darstellen müssen, sondern auch durch die Leitung an sich gebildet sein können. Nachdem nun die Struktur im Detail erläutert wurde, wird auf die Funktionsweise eingegangen. Durch die Anbindung der Kondensatoren C _X an den Zwischenkreismittelpunkt 22m werden die hochfrequenten Anteile der Common-Mode-Störspannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^} bereits über L _D1 und C _X stark reduziert, dies ist jedoch für die Funktion des Steuerverfahrens nicht zwingend notwendig. Die Induktivitäten L _D1 , L _D2 , L _G und die Widerstände R _D1 , R _D2 , R _G wurden für die FH221002PDE-2022297546 Darstellung jeweils als gleich angenommen. Das Verfahren funktioniert aber auch mit abweichenden Werten für diese Elemente. Die Ausgangsspannung der B6-Brücke 12‘ kann mit einer Common-Mode-Spannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^, ^^^^6} moduliert werden. Der Zwischenkreis bzw. die Potentialabgriffe 20a‘ und 20b‘ können dadurch gegenüber dem Erdpotenzial PE verschoben werden (Änderung der Spannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^− ^^^^ ^^^^} ). Ziel des Steuerverfahrens ist es, die Spannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} konstant zu halten, um Ableitströme über den Kondensator C _CM zu vermeiden. Das wird dadurch erreicht, dass die Ausgangsspannung der drei Phasen ^^^^ _^^^^6 (1) mit der Common-Mode-Spannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^, ^^^^6} (2) moduliert wird. Dabei wird der Zwischenkreis gegenüber Erdpotenzial um die halbe Schwankung der Zwischenkreisspannung (abweichend vom gewünschten Mittelwert) verschoben und somit ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} konstant gehalten. ^^^^ _{^^^^6, ^^^^1} = ^^^^ _^^^^1 + ^^^^ _{^^^^ ^^^^, ^^^^6} (1) ^^^^ _{^^^^6, ^^^^2} = ^^^^ _^^^^2 + ^^^^ _{^^^^ ^^^^, ^^^^6} ^^^^ _{^^^^6, ^^^^3} = ^^^^ _^^^^3 + ^^^^ _{^^^^ ^^^^, ^^^^6 ^^^^} ^� ^ _{^^^, ^^^^6} ^{^^�^^} _^ ^� _^^ ^� _{^ ^} ^� _^^^ ^{− ^^^^} _{^^^^ ^^^^} ⁽²⁾ ^ _{^^^ = 2} Der in den Formeln (1) und (2) dargestellte Zusammenhang Kann, wie in obiger Tabelle dargestellt, die aus der Schwankung der Zwischenkreisspannung resultierende Common Mode Spannung (und. Einen Spannungsabfall an den Filterkomponenten + ggf. Leitungsimpedanz) kompensieren. Unsymmetrische Netzströme führen aufgrund abweichender Spannungen über den Elementen L _D1 , L _D2 und L _G ebenfalls zu einer Common Mode Spannung an C _CM . Diese kann durch den in den Formeln (3) bis (7) dargestellten Zusammenhang berechnet werden. Die Common-Mode-Spannungen ^^^^ _{^^^^ ^^^^1 ^^^^ ^^^^} und ^^^^ _{^^^^ ^^^^2 ^^^^ ^^^^} über den Drosseln und Widerständen des Gleichrichters und ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} über der Impedanz des Netzanschlusses können entsprechend den Formeln (4), (5) und (6) bestimmt werden. In diesem Fall wurde eine LCL-Filterstruktur angenommen (L _D1 -C _X -L _D2 ). Weitere Komponenten im Strompfad des Gleichrichters müssen entsprechend berücksichtigt werden. FH221002PDE-2022297546 ^^^^ _{^^^^6, ^^^^1} = ^^^^ _^^^^1 + ^^^^ _{^^^^ ^^^^, ^^^^6} (3) ^^^^ _{^^^^6, ^^^^2} = ^^^^ _^^^^2 + ^^^^ _{^^^^ ^^^^, ^^^^6} ^^^^ _{^^^^6, ^^^^3} = ^^^^ _^^^^3 + ^^^^ _{^^^^ ^^^^, ^^^^6} ^ _{^^^ =} ^{� ^^�^^ ^�^^�^ ^�^^^ − ^^^^ ^^^^ ^^^^} 2 _{+ ^^^^ + ^^^^} ⁽⁷⁾ ^ _{^^^ ^^^^, ^^^^6 ^^^^ ^^^^1 ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^2 ^^^^ ^^^^ + ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^} Bei obigen Formeln, insbesondere Formel 6, ist R _G und L _G weiterhin aufgeführt, der Vollständigkeit halber. Die Berücksichtigung der Netzimpedanz ist nicht zwingend erforderlich, da diese in der Regel unbekannt ist. Insofern kann die Berechnung entsprechend Ausführungsbeispielen auch ohne ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} erfolgen. Die obigen Beschreibungen anhand der Formeln haben gezeigt, dass eine Kompensation des Spannungsabfalls an den Filterkomponenten und gegebenenfalls auch an der Leitungsimpedanz möglich ist. Die Diskussion ist insbesondere für den dreiphasigen Fall aufbereitet, kann aber in analoger Weise für den einphasigen Fall angewendet werden. Im Allgemeinen ist festzustellen, dass obige Erläuterungen im Zusammenhang mit dem einphasigen Fall natürlich auf den dreiphasigen Fall oder umgekehrt übertragbar sind. FH221002PDE-2022297546 Zu den Formeln sei angemerkt, dass die Position von L _D1 , R _D1 , L _D2 , R _D2 , L _G , R _G bereits ausführlich erläutert wurde. Bezüglich i _LD1,L1 , i _LD1,l2 , i _LD1,L3 , i _L1 , i _L2 , i _L3 sei angemerkt, dass dies die entsprechenden Ströme in den Phasen 18a‘(R), 18b‘(R) und 18c‘(R) darstellen. Die Variablen ^^^^ _{^^^^ ^^^^} , ^^^^ _^^^^6 und ^^^^ _{^^^^ ^^^^, ^^^^6} wurden bereits eingeführt. Das Gleiche gilt für die Variable ^^^^ _{^^^^ ^^^^} . Im einphasigen Betrieb ist an die erste Halbbrücke die Phase L1 und an die zweite Halbbrücke der Neutralleiter N angeschlossen. Die erste Halbbrücke L1 wird mit der Netzspannung v _L1 (in der Praxis mit dem Ausgangsspannungssollwert des Stromreglers) und der Common-Mode-Spannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^, ^^^^4} angesteuert (8). Die zweite Halbbrücke N wird mit der Common-Mode-Spannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^, ^^^^4} angesteuert (9). ^^^^ _{^^^^4, ^^^^1} = ^^^^ _^^^^1 + ^^^^ _{^^^^ ^^^^, ^^^^4} (8) ^^^^ _{^^^^4, ^^^^} = ^^^^ _{^^^^ ^^^^, ^^^^4} (9) Für den einphasigen Betrieb ergeben sich die Common-Mode-Spannungen entsprechend den Formeln (10) bis (12). Die Common-Mode-Modulationsspannung für die H4-Brücke ist in Formel (13) zusammengefasst. � ^ _^^^ ^{^^�^^ ^�^^�^ ^�^^^ − ^^^^ ^^^^ ^ (13)} ^ _{^^^ ^^^^, ^^^^4 =} ^{^^^} 2 _{+ ^^^^ ^^^^ ^^^^1 ^^^^ ^^^^ + ^^^^ ^^^^ ^^^^2 ^^^^ ^^^^ + ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^} Die Kapazität C _CM kann auch am positiven Zwischenkreisanschluss angeschlossen werden. Am Zwischenkreis kann auch ein zusätzlicher DCDC-Wandler angeschlossen werden (z.B. für eine Batterie). Je nach Ausführungsform (DC- oder DC+ durchgehend) ist die Kapazität FH221002PDE-2022297546 C _CM der Batterie von DC- oder von DC+ zum Erdpotenzial geschaltet. Bei der Kompensation der Schwankung der Zwischenkreisspannung muss dann die Schwankung entsprechend mit negativem Vorzeichen erfolgen (Formeln (14) und (15)). Der Spannungsabfall an den Halbleitern und der Spannungsabfall über den Common- Mode-Drosseln im EMV-Filter kann bei der Kompensation der Common Mode Spannung ebenfalls berücksichtigt werden, wurde aber aufgrund des geringeren Einflusses bei der Darstellung und in den Formeln nicht berücksichtigt. Bei obigen Ausführungsbeispielen werden also die Halbbrücken so angesteuert, dass die Spannung basierend auf der Common-Mode-Spannung moduliert wird. Bei obigen Ausführungsbeispielen wurde davon ausgegangen, dass die Common-Mode-Spannung auf Basis einer Formel mit dem Term ^{^�^�^^� ^^�^^� ^^�^^− ^^^^ ^^^^ ^^^^} 2 berechnet wird. Diese Berechnungsmethode ermöglicht vorteilhafterweise, dass die aus der Schwankung der Zwischenkreisspannung resultierende Common Mode Spannung kompensiert werden kann. Entsprechend weiteren Ausführungsbeispielen ist diese Kompensation der Schwankung der Common Mode Spannung auch noch mit weiteren Berechnungsmethoden möglich. Eine Übersicht über vier verschiedene Berechnungsmethoden ist in Fig.3 gezeigt. Fig.3 zeigt eine Tabelle mit den vier Berechnungsmethoden für die Modulationsspannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^} , nämlich: 1. ^ _^^^ ^{� ^^�^^ ^�^^�^ ^�^^^ − ^^^^ ^^^^ ^^^^} ^ _{^^^ ^^^^ = 2} 2. 3. 4. FH221002PDE-2022297546 Wie oben bereits erwähnt sind diese Berechnungsmethoden einzeln oder auch in Kombination anwendbar. Eine bevorzugte Kombination ist 1 und 2 oder 1 und 4, wobei selbstverständlich auch mehr als zwei Methoden miteinander kombiniert werden können. In der hier vorliegenden Erläuterung der Ausführungsbeispiele ist eine Kombination, nämlich 1 + 4 exemplarisch erläutert. Nachfolgend wird auf die Vorteile der einzelnen Berechnungsmethoden eingegangen. Zu 1. sei im Wesentlichen auf die obigen Ausführungen verwiesen. Wie bereits erwähnt, kann so die aus der Schwankung der Zwischenkreisspannung resultierende Common Mode Spannung kompensiert werden. Die Berechnungsmethoden 2 und 3 ermöglichen ebenfalls, Schwankungen der Zwischenkreisspannung zu kompensieren, wobei beide vorteilhafterweise auch noch eine Kompensation der Spannungsabfälle an Filter und Netzimpedanz ermöglichen. Berechnungsmethode 2 berücksichtigt hierbei auch noch Verlagerungsspannungen und Potenzialdifferenzen zwischen Betriebs- und Anlagenerder. Die Berechnungsmethode 4 ermöglicht eine Kompensation des Spannungsabfalls an Filter und Netzimpedanz. Je nach entsprechender Ausgangssituation kann entsprechend Ausführungsbeispielen eine der vier Varianten gewählt werden. Unterschiede ergeben sich einerseits in der Art und Weise bzw. Umfänglichkeit der Kompensation und andererseits auch in der Verwendung der Messgrößen. Als Messgröße für die Berechnungsmethode 1 kann die Zwischenkreisspannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^} oder die Teilspannungen ^^^^ _{^^^^ ^^^^} = ^^^^ _^^^^1 + ^^^^ _^^^^2 verwendet werden. Für die zweite Berechnungsmethode kann als Eingangsgröße die Spannungsmessung ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} mit z.B. ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} = ^^^^ _{^^^^ ^^^^− ^^^^ ^^^^} oder ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} = ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} − ^^^^ _^^^^2 dienen. Die dritte Berechnungsmethode basiert beispielsweise auf einer Spannungsmessung von ^^^^ _{^^^^ ^^^^} und ^^^^ _^^^^2 . Für die vierte Berechnungsmethode wird eine Messung der Phasenströme oder der Ströme in den jeweilig betreffenden Induktivitäten verwendet. An dieser Stelle sei angemerkt, dass die zulässigen Arbeitsströme in Abhängigkeit von der Geräteklasse festgelegt sind. FH221002PDE-2022297546 Das hier beschriebene Steuerverfahren zeigt in Simulationen eine starke Reduktion der Ableitströme gegenüber einer herkömmlichen Ansteuerung. Bezugnehmend auf Fig.7a-c wird nun ein weiteres Ausführungsbeispiel erläutert, das für das TT System besonders geeignet ist. Fig.7a zeigt eine weitere elektrische Schaltung, hier ein elektrisches Ladegerät, das an ein TN-C-S System angeschlossen ist. In Fig.7b ist das gleiche Ladegerät an ein TN-S System angeschlossen. Wie hier zu erkennen ist, wird für PE ein separater Leiter und nicht der gemeinsame PEN-Leiter verwendet. In Fig.7c wird der Anschluss desselben Ladegeräts an einem TT System verwendet. Sowohl auf Anlagenseite als auch auf Netzseite gibt es einen eigenen Erder, der im Gegensatz zu den TN-S und TN-C-S Systemen nicht durch eine separate Verbindung ein gemeinsames Potenzial aufweist. Insofern kann es hier zu Verlagerungsspannungen bzw. Potenzialdifferenzen zwischen Betriebs- und Anlagenerder kommen. Bevor auf die Lösung gemäß diesem Ausführungsbeispiel eingegangen wird, wird grob das Ladegerät mit seinen Bestandteilen erläutert. An dieser Stelle sei angemerkt, dass nicht alle Bestandteile zwingend sind, sondern auch optionale Bestandteile enthalten sind. Das Ladegerät, z.B. aus Fig.7a, 7b oder 7c umfasst eingangsseitig einen EMV-Filter 1000, der das jeweilige Stromsystem (vgl. Spannungsquelle V _G ) mit dem eigentlichen Gleichrichter 1100 verbindet. Der Gleichrichter (hier ein PVC-Gleichrichter mit LCL- Sinusfilter (differential mode filter) verbindet also die Wechselspannungsseite vom Netz mit der Gleichspannungsseite 1200.1200 bezeichnet hier den Gleichspannungszwischenkreis, der zwischen den zwei Potenzialabgriffen 20a und 20b angeordnet ist. Der Zwischenkreis 12 umfasst hier zwei in Serie geschaltete Kapazitäten mit einem Mittelpunkt M, über welchen die eingangsseitig angeordneten Filter (EMV-Filter und LCL-Sinusfilter) angeordnet sind. Auf Gleichspannungsseite kann dann ein optionaler (nicht isolierter) Gleichspannungswandler 1300 sowie ein optionaler EMV-Filter 1400 folgen. Mit dem Bezugszeichen 1500 ist eine DC-Quelle und/oder DC-Senke, wie z. B. eine Batterie, gekennzeichnet. FH221002PDE-2022297546 Entsprechend Ausführungsbeispielen können im Ladegerät im EMV-Filter 1400 optional Y- Kondensatoren als Gleichtaktfilterkondensator eingesetzt werden (C _Y1 und C _Y2 ). Diese Kapazitäten werden auf Gleichspannungsseite mit dem Erdpotential verbunden. Y- Kondensatoren im HV-Bordnetz eines Fahrzeuges können je nach Ausführung eine höhere Kapazität aufweisen und sind optional. Bei diesem Ausführungsbeispiel können unterschiedliche Spannungen messtechnisch ermittelt werden, bevorzugter Weise Spannungen auf DC-Seite, um die Common-Mode- Spannung auszuregeln. Entsprechend einem ersten Ausführungsbeispiel zur Strommessung wird ^^^^ _^^^^2 , d. h. also zwischen Mittelpunkt M des Zwischenkreises 12 und einem der Potenzialabgriffe 20a und 20b, auf Gleichspannungsseite gemessen. In vielen Ladegeräten erfolgt diese Messung sowieso, so dass das keinen zusätzlichen Aufwand darstellt. Alternativ oder additiv kann auch auf Wechselspannungsseite ^^^^ _{^^^^ ^^^^} bestimmt werden. Unter Verwendung dieser zwei Werte kann beispielsweise eine Konstantregelung auf einem konstanten Wert ^^^^ _^ ^∗ ^ _{^^ ^^^^} = − ^^^^ _^^^^2 erfolgen. Dies ist eine Alternative für die Berechnung des Spannungsabfalls an der Induktivität L _D1 , wobei keine Ableitung des Stroms nach der Zeit notwendig ist. Dieser Ansatz weist eine geringere Dynamik auf, da der Messwert einen Filter bzw. einen Regler aufweisen muss (TF in Fig.8 (b)). Verlagerungsspannungen und Potenzialdifferenzen zwischen Betriebs- und Anlagenerder und weiteren Filterkomponenten z.B. L _D2 können mit dieser Methode nicht kompensiert werden. Hier wird dann bevorzugter Weise nur auf Gleichspannungsseite gemessen, so dass eine Kompensation durch direkte Messung der Spannung nach PE erfolgt. Hierfür kann zwischen einigen Ausführungsorten unterschieden werden. Entsprechend einer ersten Ausführungsart kann eine Spannungsmessung von ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} sowie ^^^^ _^^^^2 erfolgen. Diese zwei Spannungen können auch gemeinsam als ^^^^ _{^^^^ ^^^^− ^^^^ ^^^^} = ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} − ^^^^ _^^^^2 bestimmt werden. Entsprechend einer weiteren Variante kann auch eine direkte Spannungsmessung von ^^^^ _{^^^^ ^^^^− ^^^^ ^^^^} durchgeführt werden. Die Spannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^− ^^^^ ^^^^} = ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} − ^^^^ _^^^^2 repräsentiert die Common-Mode-Spannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} , so dass die Common-Mode-Schwankung von ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} zu Null geregelt werden kann und damit FH221002PDE-2022297546 die resultierenden Ableitströme kompensiert bzw. verringert werden können. Bei der zweiten Art der Messung wird statt zwei Einzelmessung eine direkte Messung der Common-Mode-Spannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} = ^^^^ _{^^^^ ^^^^− ^^^^ ^^^^} durchgeführt. Entsprechend einer alternativen Variante kann auch eine Messung von DC+ nach PE oder von der Batterie+ nach PE durchgeführt werden. Basierend hierauf ist ebenfalls eine Ausregelung der Common-Mode-Spannung bzw. Common-Mode-Spannungsschwankung möglich. Vorteilhafterweise werden bei allen drei zuletzt erläuterten Varianten mit der Messung auf Gleichspannungsseite alle Elemente kompensiert, insbesondere die Filterkomponenten, die Zwischenkreisspannung, die Netzimpedanz, die Verlagerungsspannung, sowie Potenzialdifferenzen zwischen Betriebs- und Anlagenerder. Zusammenfassend lässt sich also feststellen, dass es verschiedene Möglichkeiten zur Messung der Spannung nach PE gibt (z. B. von DC+, M, DC- nach PE). Auch eine Kombination wäre denkbar oder auch eine Kombination mit der Messung der Zwischenkreisspannung ^^^^ _^^^^1 und ^^^^ _^^^^2 . Allgemein formuliert heißt es, dass entsprechend Ausführungsbeispielen eine Spannungsmessung auf Gleichspannungsseite zwischen der Gleichspannungsseite und PE durchgeführt wird, um hier eine Größe abzuleiten, die einen Rückschluss auf die Common-Mode-Spannung zulässt. Basierend auf der gemessenen Größe wird dann die Common-Mode-Spannung berechnet bzw. die Schwankung der Common-Mode-Spannung berechnet, so dass selbige dann kompensiert werden kann, indem die Ansteuerung der Stromrichterschaltung angepasst wird. Bezüglich dem Anpassen sei angemerkt, dass sowohl hier als auch bei allen anderen Ausführungsbeispielen das Anpassen derart erfolgt, dass die berechnete oder auf Basis von Messwerten berechnete Common-Mode-Spannung bzw. Common-Mode- Spannungsschwankung dadurch ausgeglichen werden kann, dass beispielsweise die entsprechende Sollgröße auf DC-Seite entsprechend angepasst (reduziert oder erhöht um die Schwankung) wird. Nachfolgend wird Bezug nehmend auf Fig.8a und 8b die Berechnungsmethode mit einem exemplarischen Blockschaltbild erläutert. Hierbei wird explizit auf die anzuwendende Pulsbreitenmodulierung zur Ausregelung der Common-Mode-Spannung eingegangen. Fig.8a zeigt eine Regelstrecke mit den drei Elementen 16, 17 und 18 Das Element 1600 stellt die Stellspannung für den Gleichrichter (z. B. vom Stromregler generiert) dar und entspricht beispielsweise dem Prinzip der DE 102017216468 A1 (Modulation N mit 0V FH221002PDE-2022297546 und L mit der Phasenspannung) oder bzw. der Regelung bekannt aus der US 11,228,238 B2 (vgl. US 11,228,238 B2, Fig. 2, Modulation 120+130 durch 110+140+150 so, dass wieder die Kurven wie in DE 102017216468 A1 gebildet wird -> sprich N=0V L=volle Phasenspannung). Hier stellen die Halbbrücken im einphasigen Betrieb für den Neutralleiter die Spannung 0 V bzw. duty cycle 0,5 ein und die Halbbrücken für die Phase die volle Spannung. Im dreiphasigen Betrieb stellen alle Halbbrücken die volle Spannung. Ausgehend von den zwei Steuerspannungen kann dann der Pulsbreitenmodulierer 1700 den Modulationsgrad generieren und anschließend die Pulsbreitenmodulation durchführen. Hierbei sei angemerkt, dass dies je nach Schaltungstopologie anders ausgeführt sein kann. Der Block 1800 illustriert die Aufschaltung der Common-Mode-Spannung für das Steuerverfahren. Die Spannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^} wird dabei auf alle Spannungen addiert (Neutralleiter und Phasen). Der um die Gleichtaktspannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^} kompensierte Wert wird dann unter Berücksichtigung der Zwischenkreisspannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^} in die Pulsbreitenmodulation überführt. Fig. 8b geht ebenfalls von den Blöcken 1600, 1700 aus, ist aber um den Block 1900 erweitert, bei welchem die Common-Mode-Spannung entsprechend obigen Ausführungsbeispielen ausgeregelt wird. Bei der Einheit 1900 dient ^^^^ _^ ^∗ ^ _{^^ ^^^^} als Eingangssignal für die Übertragungsfunktion TF, welche die Common-Mode-Spannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^} ausgibt. Die Übertragungsfunktion TF kann z. B. in Form eines Filters oder eines Reglers realisiert sein. Entsprechend Ausführungsbeispielen wird die Modulationsspannung an den Phasenanschlüssen aus der Netzspannung bzw. Netzspannungsmessung v _L1 , v _L2 , v _L3 und der Common-Mode-Spannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^} wie folgt berechnet ^^^^ _{^^^^6, ^^^^1} = ^^^^ _^^^^1 + ^^^^ _{^^^^ ^^^^, ^^^^6} ^^^^ _{^^^^6, ^^^^2} = ^^^^ _^^^^2 + ^^^^ _{^^^^ ^^^^, ^^^^6} ^^^^ _{^^^^6, ^^^^3} = ^^^^ _^^^^3 + ^^^^ _{^^^^ ^^^^, ^^^^6} Dieser Zusammenhang, der beispielsweise in Figur 8a gezeigt ist, ermöglicht beispielsweise die Kombination der Methoden 1+4. Nachfolgender mathematische Zusammenhang zeigt die Berechnung der Modulationsspannung im Allgemeinen. ^^^^ _^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^. ^^^^ _^^^^6 = ^^^^ _{^^^^ ^^^^} + ^^^^ _{^^^^ ^^^^} FH221002PDE-2022297546 Dieser allgemeine Zusammenhang ist z.B. für Methode 1+2 oder 1+3 anzuwenden (vgl. Zusammenschau Fig.8a und 8b). Im Detail: Wie anhand von dem Block 1800 dargestellt ist, kann über diesen Pfad sowohl die Methode 1 als auch die Methode 4 als auch die Kombination aus den Methoden 1 und 4 als einfache Summe der Formeln zugehörig zu den Methoden 1 und 4 berücksichtigt werden. Die Summe der Common-Mode-Spannung nach den Methoden 1 und 4 wird dann über den Summenpunkt des Blocks 16 der Spannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^} aufaddiert. In analoger Weise ist das in Fig. 8b möglich, was hier ebenfalls anhand des Pfeils 1800, der zu dem Summenpunkt des Blocks 1600 führt, deutlich gemacht ist. Zusätzlich ermöglicht Fig. 8b die Berücksichtigung der Berechnungen nach Methode 1 und/oder 2. Hierfür wird die Transferfunktion TF in dem Block 1900 verwendet. Zusammenfassend ist also festzustellen, dass die Common-Mode-Spannung nach Verfahren 1 und/oder 4 durch Addition der Common-Mode-Spannung zu ^^^^ _{^^^^ ^^^^} berücksichtigt werden kann, während alternativ oder additiv die Common-Mode-Spannung nach Verfahren 2 und 3 unter Berücksichtigung einer Übertragungsfunktion TF ebenfalls dem Signal ^^^^ _{^^^^ ^^^^} hinzugefügt werden kann. Zu den vorherigen Ausführungsbeispielen sei nachfolgend auf die Zielsetzung und insbesondere auf die Effizienz eingegangen. Bei diesen Ausführungsbeispielen ist es wiederum Zielsetzung, die Spannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} möglichst schwankungsfrei bereitzustellen. Das heißt also, dass eine Reduktion des Arbeitsstromes durch ^^^^ _{^^^^ ^^^^} gewünscht ist. In den Abbildungen 9a bis 9d ist jeweils t = 0 bis 0,1 ohne Steuerverfahren und t = 0,1 bis 0,2 mit aktiviertem Steuerverfahren dargestellt. Fig.9a illustriert das Verhalten bei einer Kompensation des Einflusses der Schwankung der Zwischenkreisspannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^} . Dafür wurde die Spannung der oberen Zwischenkreishälfte ^^^^ _^^^^1 konstant gehalten und eine Schwankung für die untere Zwischenkreishälfte ^^^^ _^^^^2 angenommen. Die Schwankung der Spannung ^^^^ _^^^^2 führt zu einer Schwankung der Spannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} über Kapazität ^^^^ _{^^^^ ^^^^} und damit zum Ableitstrom ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} . Durch Aufschaltung der Spannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^} entsprechend der Methode 1 kann die Schwankung von ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} und damit der Ableitstrom ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} kompensiert werden. FH221002PDE-2022297546 In Fig. 9b ist die Regelung basierend auf einer ^^^^ _{^^^^ ^^^^− ^^^^ ^^^^} = ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} Messung illustriert. Dabei wurde ein Spannungsabfall an den Filterkomponenten ^^^^ _{^^^^ ^^^^} (siehe Fig. 5a), eine Verlagerungsspannung bzw. Spannungsdifferenz Betriebs- und Anlagenerder ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} und eine Schwankung der Zwischenkreisspannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^} angenommen. Die Überlagerung dieser Anteile führt zu der dargestellten Common-Mode-Spannung ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} über Kapazität ^^^^ _{^^^^ ^^^^} und damit zum Ableitstrom ^^^^ _{^^^^ ^^^^ ^^^^} . Die Kompensation nach Methode 2 kann den Ableitstrom stark reduzieren. Die Höhe des verbleibenden Ableitstroms hängt von der Filterung bzw. dem eingesetzten Regler (TF Fig.8 b) ab. Fig.9c illustriert eine Kompensation über die Spannungsmessung ^^^^ _{^^^^ ^^^^} im Neutralleiterpfad und ^^^^ _^^^^2 nach Methode 3 unter Verwendung eines Reglers. Hier wird insbesondere der Spannungsabfall an L _D1 im Neutralleiter ^^^^ _{^^^^ ^^^^} (siehe Fig. 5 a) und eine Schwankung der Zwischenkreisspannung kompensiert. Die Kompensation nach Methode 3 kann den Ableitstrom stark reduzieren. Die Höhe des verbleibenden Ableitstroms hängt von der Filterung bzw. dem eingesetzten Regler (TF Fig.8 b) ab. Fig. 9d zeigt eine Kompensation des Spannungsabfalls ^^^^ _{^^^^ ^^^^} über den Filterkomponenten (z.B. L _D1 ). Die Kompensation nach Methode 4 kann den Ableitstrom stark reduzieren. Die Höhe des verbleibenden Ableitstroms hängt von der Filterung bzw. dem eingesetzten Regler (TF Fig.8 b) ab. Es können alle Elemente im Pfad berücksichtigt werden, in dem die Summe der Spannungsabfälle gebildet wird. Einfluss haben beispielsweise die Induktivitäten L _D1 und L _D2 deren ohmschen Anteile, der Spannungsabfall der Halbleiterschalter sowie die Netzimpedanz (in der Regel ist dieser Wert unbekannt) und Anschlussleitungen. Für den einphasigen Betrieb werden z.B. LD1, LD2 und die Netzimpedanz im Neutralleiter durch die letzten drei Terme in Formel 13 berücksichtigt. Für den mehrphasigen Anwendungsfall werden die Elemente der drei Phasen durch die letzten drei Terme in Formel 7 berücksichtigt. Allgemein kann die Spannung an den Elementen durch die folgende Formel ausgedrückt werden. ^ _{^^^ ^^^^ = ^^^^ ^^^^ ∙ ^^^^( ^^^^) + ^^^^ ⋅} ^{^^^^ ^^^^( ^^^^)} ^ _{^^^ ^^^^} FH221002PDE-2022297546 Es sei angemerkt, dass die notwendige Ableitung des Stroms nach der Zeit in der praktischen Umsetzung/Implementierung in der Regel schwierig ist. Zu obigen Ausführungsbeispielen sei angemerkt, dass statt der Batterie natürlich auch eine andere Gleichspannungsquelle oder Gleichspannungssenke vorliegen kann, z. B. eine Brennstoffzelle oder eine Elektrolyse. Bei oben erläuterten Ausführungsbeispielen lag der Fokus auf bestimmten Systemen, wie hier z. B. dem TN-C-S System. Bei weiteren Systemen, wie z. B. dem TN-S System oder dem TT System sind die Einflüsse auf die Common-Mode-Spannung unterschiedlich. Beispielsweise treten Verlagerungsspannungen und Potenzialdifferenzen zwischen Betriebs- und Anlagenerder auf, z. B. im TT System (vgl. Fig.7c). Vorteilhafterweise werden durch oben beschriebene Ansätze und insbesondere durch den Ansatz aus Fig. 3, z.B. Methode 2 diese Verlagerungsspannungspotenzialdifferenzen bestmöglich ausgeregelt. Obwohl manche Aspekte im Zusammenhang mit einer Vorrichtung beschrieben wurden, versteht es sich, dass diese Aspekte auch eine Beschreibung des entsprechenden Verfahrens darstellen, sodass ein Block oder ein Bauelement einer Vorrichtung auch als ein entsprechender Verfahrensschritt oder als ein Merkmal eines Verfahrensschrittes zu verstehen ist. Analog dazu stellen Aspekte, die im Zusammenhang mit einem oder als ein Verfahrensschritt beschrieben wurden, auch eine Beschreibung eines entsprechenden Blocks oder Details oder Merkmals einer entsprechenden Vorrichtung dar. Einige oder alle der Verfahrensschritte können durch einen Hardware-Apparat (oder unter Verwendung eines Hardware-Apparats), wie zum Beispiel einen Mikroprozessor, einen programmierbaren Computer oder eine elektronische Schaltung realisiert werden. Bei einigen Ausführungsbeispielen können einige oder mehrere der wichtigsten Verfahrensschritte durch einen solchen Apparat ausgeführt werden. Je nach bestimmten Implementierungsanforderungen können Ausführungsbeispiele der Erfindung in Hardware oder in Software implementiert sein. Die Implementierung kann unter Verwendung eines digitalen Speichermediums, beispielsweise einer Floppy-Disk, einer DVD, einer Blu-ray Disc, einer CD, eines ROM, eines PROM, eines EPROM, eines EEPROM oder eines FLASH-Speichers, einer Festplatte oder eines anderen magnetischen oder optischen Speichers durchgeführt werden, auf dem elektronisch lesbare Steuersignale gespeichert sind, die mit einem programmierbaren Computersystem derart FH221002PDE-2022297546 zusammenwirken können oder zusammenwirken, dass das jeweilige Verfahren durchgeführt wird. Deshalb kann das digitale Speichermedium computerlesbar sein. Manche Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung umfassen also einen Datenträger, der elektronisch lesbare Steuersignale aufweist, die in der Lage sind, mit einem programmierbaren Computersystem derart zusammenzuwirken, dass eines der hierin beschriebenen Verfahren durchgeführt wird. Allgemein können Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung als Computerprogrammprodukt mit einem Programmcode implementiert sein, wobei der Programmcode dahingehend wirksam ist, eines der Verfahren durchzuführen, wenn das Computerprogrammprodukt auf einem Computer abläuft. Der Programmcode kann beispielsweise auch auf einem maschinenlesbaren Träger gespeichert sein. Andere Ausführungsbeispiele umfassen das Computerprogramm zum Durchführen eines der hierin beschriebenen Verfahren, wobei das Computerprogramm auf einem maschinenlesbaren Träger gespeichert ist. Mit anderen Worten ist ein Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Verfahrens somit ein Computerprogramm, das einen Programmcode zum Durchführen eines der hierin beschriebenen Verfahren aufweist, wenn das Computerprogramm auf einem Computer abläuft. Ein weiteres Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Verfahren ist somit ein Datenträger (oder ein digitales Speichermedium oder ein computerlesbares Medium), auf dem das Computerprogramm zum Durchführen eines der hierin beschriebenen Verfahren aufgezeichnet ist. Ein weiteres Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Verfahrens ist somit ein Datenstrom oder eine Sequenz von Signalen, der bzw. die das Computerprogramm zum Durchführen eines der hierin beschriebenen Verfahren darstellt bzw. darstellen. Der Datenstrom oder die Sequenz von Signalen kann bzw. können beispielsweise dahingehend konfiguriert sein, über eine Datenkommunikationsverbindung, beispielsweise über das Internet, transferiert zu werden. FH221002PDE-2022297546 Ein weiteres Ausführungsbeispiel umfasst eine Verarbeitungseinrichtung, beispielsweise einen Computer oder ein programmierbares Logikbauelement, die dahingehend konfiguriert oder angepasst ist, eines der hierin beschriebenen Verfahren durchzuführen. Ein weiteres Ausführungsbeispiel umfasst einen Computer, auf dem das Computerprogramm zum Durchführen eines der hierin beschriebenen Verfahren installiert ist. Ein weiteres Ausführungsbeispiel gemäß der Erfindung umfasst eine Vorrichtung oder ein System, die bzw. das ausgelegt ist, um ein Computerprogramm zur Durchführung zumindest eines der hierin beschriebenen Verfahren zu einem Empfänger zu übertragen. Die Übertragung kann beispielsweise elektronisch oder optisch erfolgen. Der Empfänger kann beispielsweise ein Computer, ein Mobilgerät, ein Speichergerät oder eine ähnliche Vorrichtung sein. Die Vorrichtung oder das System kann beispielsweise einen Datei-Server zur Übertragung des Computerprogramms zu dem Empfänger umfassen. Bei manchen Ausführungsbeispielen kann ein programmierbares Logikbauelement (beispielsweise ein feldprogrammierbares Gatterarray, ein FPGA) dazu verwendet werden, manche oder alle Funktionalitäten der hierin beschriebenen Verfahren durchzuführen. Bei manchen Ausführungsbeispielen kann ein feldprogrammierbares Gatterarray mit einem Mikroprozessor zusammenwirken, um eines der hierin beschriebenen Verfahren durchzuführen. Allgemein werden die Verfahren bei einigen Ausführungsbeispielen seitens einer beliebigen Hardwarevorrichtung durchgeführt. Diese kann eine universell einsetzbare Hardware wie ein Computerprozessor (CPU) sein oder für das Verfahren spezifische Hardware, wie beispielsweise ein ASIC. Die oben beschriebenen Ausführungsbeispiele stellen lediglich eine Veranschaulichung der Prinzipien der vorliegenden Erfindung dar. Es versteht sich, dass Modifikationen und Variationen der hierin beschriebenen Anordnungen und Einzelheiten anderen Fachleuten einleuchten werden. Deshalb ist beabsichtigt, dass die Erfindung lediglich durch den Schutzumfang der nachstehenden Patentansprüche und nicht durch die spezifischen Einzelheiten, die anhand der Beschreibung und der Erläuterung der Ausführungsbeispiele hierin präsentiert wurden, beschränkt sei. FH221002PDE-2022297546 Literatur [1] Common Mode Analysis of Non-Isolated Three-Phase EV-Charger for Bi- Directional Vehicle-to-Grid Operation, B. Strothmann, PCIM Europe 2019, 7 – 9 May 2019, Nuremberg, Germany [2] Common-Mode-Free Bidirectional Three-Phase PFC-Rectifier for Non-Isolated EV Charger, B. Strothmann, 2021 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition [3] Single-Phase Operation of Common-Mode-Free Bidirectional Three-Phase PFC- Rectifier for Non-Isolated EV Charger with Minimized DC-Link, B. Strothmann, PCIM Europe digital days 2021, 3 – 7 May 2021 [4] Elimination of Common-Mode Voltage in Three-Phase Sinusoidal Power Converters, Alexander L. Julian, IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, VOL.14, NO.5, SEPTEMBER 1999 Bezugszeichen Schaltung (10) Stromrichterschaltung (12) Potenzialabgriff (20a, 20b) Phasenanschlüsse (18a, 18b, 18a‘, 18b‘, 18c‘) Steuerung (25) Elemente (14) Zwischenkreis (22) Kapazitätsanordnung (24) FH221002PDE-2022297546